级联式控制的绿色模式反激变换控制IC-UCC28610.doc

1、级联式控制的绿色模式反激变换控制 IC-UCC28610UCC28610 是一款全新概念，带来新水平的特性和可靠性的 AC-DC 小功率反激变换用控制 IC。该控制器为 PWM 结构，但也可改变开关频率及初级电流从而保持断续型或传导模式工作，结合了级联式工作，使得效率，可靠性及系统成本都得到很大改善。UCC28610 提供一个预测的最大功率阈值和一个定时响应过载,允许掌控浪涌以确保安全。过载故障响应采用重试或锁死关断模式。此外，保护特色还包括输出过压检测，可调最大导通时间，以及过热关断。其主要特色为： 级联拓朴可实现集成电流控制而不用外部检测电阻。 快速起动，极低的待机功耗。 可以调制频率和峰

2、值电流来实现整个工作范围内的最佳效率。 空载时跳周期工作（）改善空载功耗。 先进的过流保护技术，限制输入和输出的均方根电流。 过热保护。 过载保护时可以重新起动或锁死关断。 输出过压保护。 快速闩锁各种故障。UCC28610 基本工作电路如图 1：图 1 UCC28610 的基本应用电路UCC28610 的个引脚功能如下：PIN FB 反馈电流 IFB 命令 UCC28610 的工作模式，FB 端电压是在0.7V，它仅检测电流。PIN ZCD ZCD 检测变压器复位，通过零电流检测实现。ZCD 调节输出过压保护（VP） ，用一个电阻分压器放在初级侧变压器的偏置线圈处。PIN CL 电流限制，该

3、端调节峰值初级每个开关周期达到的电感电流，在 CL 到 GND 之间接一支电阻调节。PIN MOT 该端有三个功能：1，MOT 调节所允许的内部驱动器的最大导通时间 TMOT。2，MOT 调节变换器的过载，输入欠压，令其进入关断，重试或闩锁。3，MOT 还能用于外部关断电源，将 MOT 拉到 GND 即可，当此端释放时，功能和用 MOT 到 GND 之间的电阻调节。PIN VGG 此端提供一个直流电压给外部高压功率 MOSFET 栅极，用一支 0.1uF 瓷介电容接至 VGG 到 GND 去耦，要尽可能靠近器件。此端还通过大值电阻作初始起动用，此电阻接到输入整流滤波后的电压总线上。6PIN D

4、RV 该端驱动外部高压功率 MOSFET 的源极，DRV 携带整个变换器的初级电流，在 DRV 与 VDD 之间接一支肖特基二极管提供内部偏置用于起动。7PIN GND 此端为电流回流端，它携带整个变换器的初级电流，为BULK 电容的回流路径，包括 FB，ZCD，MOT 以及 CL 的返回路径。8PIN VDD 该端为 UCC28610 的供电端，它可以从外部供电源或变压器的辅助绕组供电，外部用 0.1UF 瓷介电容去耦，紧靠 VDD 和 GND 端。UCC28610 的内部等效方框电路如图 2。图 2 UCC28610 的内部方框电路*概述反激变换器对小功率的 AC-DC 最具有吸引力，因为

5、它提供隔离的输出，允许宽的输入电压范围，以及最少的外部元件。工作在 DCM 的反激变换器是非常有吸引力的，它消除了输出整流器的反向恢复损耗，简化了控制方法。UCC28610 适合于 12W65W 的 AC-DC 电源应用，它在低 AC 线路电压下和空载工作时都有高的平均效率，但限制其在 DCM 模式工作，不允许其进入CCM 模式工作，强制其在 DCM 模式工作，有安全的限流特性，适应 AC 电压的变化，峰值电流模式的调制不需要斜率补偿，因为它工作在 DCM 之下。UCC28610 的工作用通过源极驱动外部高压 MOSFET 的方式，这个结构称作级联式驱动器，其特点是可以快速起动，空载时有低的输

6、入功率，不用高压接到控制 IC，级联驱动器不影响反激变换器的正常工作。反馈端用电流而不是用电压送入，这个特性可以减小初级侧的功耗，在空载时防止外部电阻从光耦电流变成电压。UCC28610 的平均效率在 22%100%负载下能维持不变，能满足能源之星的标准。*变压器的选择开始电源设计后，设计师需要知道变换器需传送的峰值功率，输入电压范围，输出电压，估计最大允许的 BULK 电容上电压的纹波，选择最大允许的外部功率 MOSFET 的电压应力。此电压应力决定二次侧的折返电压，它去复位反激变换器的变压器及决定初级的匝数比。如图 3。图 3 基本的反激变换器及其工作波形峰值功率是必须能由变换器控制系统调

7、节的最大功率水平。负载持续最长要长过控制环的时间常数（100300uS） ，以此来考虑峰值功率。负载持续少于控制环时间常数时能平均超过控制环的时间常数。在变换器工作在频率调制模式时（FM）最小开关周期参数为 tS(HF)。这个开关周期必须等于在最低输入电压最大负载时的开关间隔总和。如图和（）式，开关间隔为 Ton 即 MOSFET 的导通时间。t DM 为变压器去磁时间，t DT 为死区时间，在变压器通电后等于谐振周期的一半。(1) 求解初次级匝数比 NPS，用最小 BULK 电压 Vbulk-min 和所要的输出电压Vout。有：(2)假设一个死区时间 t DT 为整个最小开关周期的 5%，

8、为允许的高压 MOSFET输出电容的变化量及漏感值的变化量。(3)用伏秒积平衡，设伏秒积等于去磁用的伏秒，求解导通时间：(4)(5)(6)最大输入功率 Pin 为输出功率除以整个效率。(7)求解此方程，有：(8)这个公式为初级电感的近似计算式，最好选择最小的初级侧 RMS 电流，在实际电路中，当由漏感导致的谐振和延迟可以测量时，励磁电感值需要重复计算，在低电压开关时得到最优化。选择 CL 电阻 RCL，基于最大的恒定功率，Kp 为 LM 允许公差，考虑为10%， LM 最小值用来计算 CL 电阻的值。为防止触发变换器正常工作时过载保护特色，用最小的 Kp 值。(9)一旦 RCL 选定，峰值 D

9、RV 电流可用(10)式计算：(10)为了高的效率，偏置线圈的匝比 NPB，将设计成保持 VDD 电压在 VGG 箝制值以上，它等于 VGG(DISABLED)，当变换器处于猝发模式下，如果 VDD 放电到此值以下，减去 HVMOSFET 的阈值电压，HVMOSFET 将导通，从高压轨替代偏置线圈线性供电给 VDD 电流，在 VDD 处加一个齐纳二极管,将保护因漏感尖峰造成的 VDD 超出最大范围。*级联偏置和起动UCC28610 使用一个级联驱动和偏置去控制高压功率 MOSFET 并提供起动时的内部偏置源，这样外部高压功率 MOS 提供起动功能，并在变换器工作期间加入功率开关功能。级联拓朴使

10、用低压开关工作于高压 MOSFET 的源极与GND 之间，并共用一个栅驱动，结构如图 4，这里有几个关键点。1，外部高压 MOSFET 的栅保持一个直流电压。2，高压 MOSFET 通过源极驱动，而不是栅极。3，整个初级线圈电流都流过内部低压 MOS 驱动器(DRV,GND)。图 4 级联的实现方法UCC28610 集成的低压 MOS 开关有 90 毫欧 RSDON，以此检测电流及驱动高压 MOSFET，强制跟踪快速的内部低压驱动器，高压 MOS 中的漏栅充电不影响关断速度，因为栅极接到一个低阻抗的直流源，级联结构以非常快的速度关断 HVMOSFET，使其开关损耗降低。级联驱动电路对高速电压增

11、益是很好的，这种拓朴能有超过 100MHZ 的小信号带宽，并展示出高频振铃，高频振铃会导致 EMI 问题，在某些场合形成破坏性，次间隔期间会立即跟随的开和关的瞬态，尤其是易感染振荡。为防止或解决此问题，见应用部分：解决高频振铃。级联拓朴执行唯一的起动顺序，其快速而低损耗从 AC 线路或整流滤波的AC 线路起动，偏置用一个低水平的流出电流。如图 5，这个电流给一个小VGG 电容充电（CVGG） 。并上升到高压 MOS 的栅极，VGG 端在此时段将典型地驱动大约 6 微安电流。允许 BULK 偏置电流很小，给 VGG 电容充电，高压MOSFET 作为源极跟随器，一旦 VGG 达到 HVMOSFET

12、 的阈值电压，则HVMOSFET 将 DRV 电压带起来，随 VGG 继续上升，在此期间 UCC28610 处在 UVLO 及使能 PWM 信号为低，于是开启 VDD 开关将 VDD 接到 DRV，允许 VDD 随 HVMOSFET 的源极上升，并给 CDD 充电，一个外部的肖特基二极管 D1 需接在 DRV 和 VDD 之间，这个二极管旁路潜在的高开关电流，除非流过内部 VDD 开关的体二极管。 图 5 级联拓扑的启动方法为了实现最低的可能的空载功耗，选择的偏置线圈的匝数要能使 VDD 电压高于 16V-VPN(HVMOSFET 的阈值), 通常用一个 17V20V 的偏置电压来实现最小功耗

13、，偏置线圈常跟踪初级漏感的关断电压尖刺，放置一个 20V 的齐纳二极管于 VDD 和 GND 之间防止电压超出。典型起动波形示于图 6。随着 VGG 上升，VDD 将跟随之，减去高压MOSFET 的阈值电压，当 VDD 达到大约 10V 时，UCC28610 开始开关，偏置源电流 IVDD 上升到它的工作水平，并供给 VDD 电容，起动时间可以保持在 200 毫秒以下，选择 VDD 电容范围为 33 纳法到 1 微法。选择 RSTART 要在最低 AC 线路电压时有 15 微安电流，选择电容 CVDD 有足够容量，以提供工作偏置电流给控制器，直到辅助绕组供上电，空载时猝发模式工作会改善对附加

14、CVDD 容量的需要。图 6 UCC28610 的启动波形（17V 的偏置源）VGG 上的电压并联调节在 16V，不管 PWM 功能是否被禁止，这需要到14V，此时开关限制 HVMOSFET 栅极上的电压应力，外部 HVMOSFET 阈值电压应低于 6V，以便能有合适的起动功能。*反馈功能调制和工作模式由加到 FB 端的电流控制，FB 端通常用于反馈输出误差信号到调制器。UCC28610 用内部电流镜先加 FB 电流到反馈处理框电路，然后送到频率调制器和电流调制器。FB 端的电压恒定在 0.7V，光耦的输出的 AC 滤滤器必须加到光耦的发射极如图 7 所示。其中滤波器的角频至少为变换器最大开关

15、频率的十倍以上。如(11)式给出。一个 100K 欧电阻 RFB 接于 FB 端与 GND之间，防止从负位过载时段用负电流偏置 FB 端造成的噪声，光耦具有低电流传输比(CTR)常常给出更好的空载特性(比高 CTR 光耦)，这是由于二次侧基准的偏置电流所致。低 CTR 的光耦还提供更好的噪声免除。图 7 FB 电路的细节(11)*调制模式在正常工作条件下，FB 电流命令 UCC28610 的工作模式，如图 8 和图9，FB 电流命令 UCC28610 工作在三种模式之一，频率调制模式(FM)，幅度调制模式(AM)和绿色模式(GM)。图 8 调制模式 图 9 控制波形工作在 FM 模式中的变换器

16、有大功率的负载, (23%100%峰值功率)，峰值MOSFET 的电流达到它的最大可调值，FB 电流用改变频率的方法调节输出电压。它反比于 TS，开关频率范围通常从 30KHZ(23%峰值功率)到 133KHZ(100%峰值功率)，最大可调的 HVMOSFET 电流 I DRVPK 由 CL 端上的电阻设置，如(10)式描述。变换器工作在 AM 模式是在中等功率水平(2.5%23%峰值功率)，FB 电流调节输出电压系用改变 HVMOSFET 电流的方法,从 33%100%的最大可调值，此时开关频率大约固定在 30KHZ，UCC28610 调制 CL 端电压从 3V 到 1V 去改变峰值电流，如

17、图 8,图 9。变换器工作在 GM 系在轻载或空载时（0%2.5%的峰值功率） ，FB 电流以绿色模式调节输出电压。用 FB 电流阈值作滞后的猝发模式，峰值 HVMOSFET电流为最大值时的 33%，开关频率猝发脉冲大约为 30KHZ，由电源动态及 FB滞后来调节两个猝发之间的区间。UCC28610 减小了内部偏置功率来实现空载轻载的低功耗。*初级电流检测UCC28610 采用一个电流镜技术去检测电流调制器中的初级电流，见图10，所有初级电流流入 DRV 端，通过驱动器 MOS 和 GND 的输出。驱动器MOS 的电流与 PWM 比较器成比例，在此处用 CL 电流来比较在每个开关周期开始处，一

18、个消隐脉冲 tBLANK，大约 220ns，将其加到内部电流限制器，允许驱动器开启，没有假的导通前沿能在电路中放掉现有的电流。*过零检测为了启动下一个周期调制器需要三个条件：1,由于最后一个开启沿的时间必须等于或大于反馈过程所需的时间，其由反馈电流 IFB 决定。2,由于最后一个开启沿的时间必须比 UCC28610 建起的最小周期长（通常在 133KHZ 时为 7.5us） 。3,立即跟随一个高到低的 ZCD 电压的零跨越, 或者它比 t wsitzcd 长(2.4 微秒)因为最后的零跨越已检测出来。每个开关周期前面由 ZCD 端进行至少一次零跨越检测，调制器允许谐振振铃在两个脉冲之间去阻尼，

19、如果在此期间需要较强的减震限制，在空载工作时允许两脉冲之间长时间停顿。开关频率不允许超过 133KHZ，这样设置了最大功率限制，对所有 BULK电压，它都是最大功率限制，甚至超过最低线路电压值。图 10 示出整个工作条件下开关周期波形的设置。UCC28610 设计成总是保持电感电流为断续的模式，这就防止了起动期间或短路条件下去适应传递最大功率的控制。图 10 各开关周期的工作波形过零跨越的检测是用电阻分压器接在偏置线圈处，如图 29。偏置线圈随着输出线圈进入工作阶段，ZCD 功能检测变压器去磁，此时 ZCD 电压为从高到低的约 20mv ZCD 阈值的跨越(ZCDTH)在 ZCD 端的电压内部

20、箝制在保持负向偏移为-160mv，一个小的延迟 50ns 到 200ns 可以用 CZCD 加入去校准初级开关的导通于初级线圈波形的谷底。*绿色模式工作在轻载时，UCC28610 工作在 GM-ON 和 GM-OFF 两状态之间的周期里，细节见图 11。在 GM-ON 状态，控制器激活，此时调制器发出一个或多个猝发脉冲，在 GM-OFF 状态，控制器减少它的工作电流，开关功能被禁止。ON 和OFF 状态的变化率和持续时间由流进 FB 端的电流控制。它在两个由IFB.GM_HYST，负载电流，输出滤波电容及反馈电路的细节定出的滞后阈值之间循环。在 GM-off 状态，VDD 电源电流减小到大约

21、550uA (IVDD(GM),使能 PWM 信号变低，它禁止了开关。设置 VGG 并联调整器到 16V(VGG(DISABLED)然后开启VDD 开关，VGG 结点迅速充电到 16V，小的 VDD 电流从 VDD 电容供给。在 GM-ON 状态，UCC28610 控制峰值初级电流到 IDRV.PK 的 33%，在30KHZ 时，此时 VGG 并联调整器将 VGG 电压拉下到 14V，VDD 由辅助绕组充电，此段时间随 VDD 放电到 14V 以下变化，变换器输出电压充电直到反馈网络强制 FB 电流达到 GM-OFF 的阈值 IFB.CNR3，并把控制器返回 GM-OFF 状态。在非常轻载时，

22、PWM 猝发之间的时间会加长，以获得最低的空载功耗，这一点很重要。如果 VDD 没有放电到 14V 以下超过 HVMOSFET 的阈值，则HVMOSFET 将导通，并线性地给 VDD 从高压电容上供电，VDD 电压会由增加的 CVDD 电容延长，就不会有效的影响起动时间。*最大功率限制UCC28610 的输出功率范围为 12W65W(应对 90VAC265VAC)，使用外部的高压 MOS 为 600V，这个功率范围取决于应用和外部 MOSFET 电压。最终初级峰值电流限制因素是该电流必须注入 UCC28610，限制流过的峰值初级电流规定了一个导通的峰值初级功率，峰值功率必须低于 65W，不是平

23、均功率，峰值功率定义作最高功率水平，控制器必须保持处于调节稳压状态。在所有功率水平，调节 UCC28610 去控制功率限制是用变压器初级的电感量，峰值电流和最高开关频率(133KHZ)。峰值功率水平的调节由(7)式给出，更精确的功率限制是检测 IDRV 误差的两倍。如果负载需要更大功率(此设定水平),电源输出电压就会下降，过载时段即开始。*最小功率限制DRV 电流检测的动态规定 12W 为此控制器的最小功率水平限制。典型的AC 适配器采用 600VMOSFET 的功率水平限制从 DRV 电流评估找出。功率范围及其相应的峰值电流范围由(12)式给出。(12)最小功率水平系由于电流镜的线性损耗引起

24、如图 31，一个调整的 IDRV.PK 水平在 0.66 A1A 之间，仅允许 2：1 幅度的 DRV 电流调制范围。如果 IDRV.PK 的调节在推荐的工作范围内(1A4.1A)，IDRV 的幅度调制是线性的。*故障恢复UCC28610 用调节过载响应来应对，过载时间超过 tOL(通常 250 ms)过载故障响应，或者锁住，或者关断，然后 750 ms 后重新起动。过载响应用 MOT端调节，强制 DCM 的特色可以防止变压器饱和并限制变压器二次侧的平均输出电流和 RMS 输出电流。甚至在短路条件下变压器的输出电流也被限制在 (13)式给出的水平。此处，NPS 为初次级匝数比短路的典型状态见图

25、 32。(13)在关断重新起动状态,开关在 750ms 后将重新使能。在锁死状态一个7.5k 负载在 DRV 端由故障条件激活起来时也被激活，内部 7.5k 负载驱动电流从 BULK 电容通过 HVMOSFET,经过变压器初级线圈供给。偏置电压 VDD 在闩锁状态下也由 HVMOSFET 调节。最终 VDD 在 BULK 电压降到足够低时放电，正常起动周期在输入电压加上 VDD 降到故障重新复位水平时又重新出现，VDDFAULT RESET 大约等于 6V。*最大导通时间和欠压强制 DCM 特色提供的保护系应对输入电压很低时过大的初级电流。二次侧最大可能的电流由(13)式给出，UCC28610 用允许用户调节最大导通时间的方式作进一步的保护。如果在负载足够大，线路电压很低的条件下，最大导通时间(MOT)功能可以令变换器重新作用。在低线路电压条件下，MOT 功能限制初级开关的导通时间，限制初级功率级的峰值电流。图 33 示出 MOT 周期 tMOT的工作，调节整个范围为 1.5 us 5 us。用可调电阻调节，此电阻的范围取决于控制器响应的持续过载故障是锁死还是关断重起，它的同样的响应线路电压低下或欠压条件。