三相电压型PWM整流器仿真课程设计.docx

2、各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等，这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛应用。但是，目前这些变流装置很大一部分需要整流环节以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污染” 。治理这种电网“污染” 最根本措施就是，要求变流装置实现网侧电流正弦化且运行于单位功率因数。因此，作为电网主要“污染” 源的整流器，首先受到了学术界的关注，并开展了大量研究工作。其主要思路就是将 PWM 技术引入整流器的控制之中，使整流器网侧电流正弦化且可运行于单位功率因数。根据能量是否可双向流动，派生

3、出两类不同拓扑结构的 PWM 整流器，即可逆PWM 整流器和不可逆 PWM 整流器。本论文只讨论能量可双向流动的可逆 PWM 整流器及控制策略，以下所称 PWM 整流器均指可逆 PWM 整流器。第 2 章 PWM 整流器的拓扑结构及工作原理2.1 PWM 整流器原理概述从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用的一种 ACDC 变换装置。整流器的发展经历了由不控整流器(二极管整流)、相控整流器(晶闸管整流)到 PWM 整流器(可关断功率开关 )的发展历程。传统的相控整流器，虽应用时间较长，技术也较成熟，且被广泛使用，但仍然存在以下问题： (1) 晶闸管换流引起网侧电压波形畸变； (2) 网侧

4、谐波电流对电网产生谐波“ 污染”； (3) 深控时网侧功率因数降低； (4) 闭环控制时动态响应相对较慢。 2虽然二极管整流器，改善了整流器网侧功率因数，但仍会产生网侧谐波电流而“污染”电网；另外二极管整流器的不足还在于其直流电压的不可控性。针对上述不足，PWM 整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。其关键性的改进在于用全控型功率开关取代了半控型功率开关或二极管，以 PWM 控制整流取代了相控整流或不控整流。因此，PWM 整流器可以取得以下优良性能： (1) 网侧电流为正弦波； (2) 网侧功率因数控制 (如单位功率因数控制) ； (3) 电能双向传输； (4) 较快的动态控制响应

5、。显然，PWM 整流器已不是一般传统意义上的 ACDC 变换器。由于电能的双向传输，当 PWM 整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当 PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功率因数是指：当 PWM 整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相( 正阻特性)；当 PWM 整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相(负阻特性)。进一步研究表明，由于 PWM 整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。综上可见，PWM 整流器实际上是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便于理解，以下首先从模型

6、电路阐述 PWM 整流器的基本原理。从上图可以看出：PWM 整流器模型电路由交流回路、功率开关桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势 e 以及网侧电感 L 等；直流回路包括负载电阻及负载电势 Ec 等。功率开关桥路可由电压型或电流型桥路组成。当不计功率桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 Iv = vdcidc式中 v、i 模型电路交流侧电压、电流 vdc、i dc模型电路直流侧电压、电流 3由式上式不难理解：通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之亦然。以下着重从模型电路交流侧人手，分析 PWM 整流器的运行状态和控制原理。稳态条件下，PWM 整流器交流侧矢量关系如下

7、图所示 :为简化分析，对于 PWM 整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略 PWM 谐波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从上图分析：当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量 y 即可实现 PWM 整流器的四象限运行。若假设|I|不变，因此|VL|=L|I|也固定不变，在这种情况下，PWM 整流器交流电压矢量 V 端点运动轨迹构成了一个以|V L|为半径的圆。当电压矢量 V 端点位于圆轨迹 A 点时，电流矢量 I比电动势矢量 E 滞后 90o,此时 PWM 整流器网侧呈现纯电感特性，如上图（a）所示；当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 B 点时，电流矢量 I 与电动势矢量 E 平行且同向，此

8、时 PWM 整流器网侧呈现正电阻特性，如上图（b）所示；当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 c 点时，电流矢量 I 超前电动势矢量 E 90o，此时 PWM 整流器网侧呈现纯电容特性，如上图（c）所示；当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 D 点时，电流矢量I 与电动势矢量平行且反向，此时 PWM 整流器网侧呈现负阻特性，如上图（d）所示。以上 A、B、c 、D 四点是 PWM 整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得 PWM 整流器四象限运行规律如下： (1)电压矢量 V 端点在圆轨迹 AB 上运动时，PWM 整流器运行于整流状态。此时。PWM 整流器需从电网吸收有功及感性无功功率。

9、电能将通过 PWM 整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当 PWM 整流器运行在 B 点时，则实现单位功率因数整流控制，而在 A 点运行时， PWM 整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。 (2)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 BC 上运动时，PWM 整流器运行于整流状态，此时，PWM 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过 PWM 整流器由电网传输至直流负载。当 PWM 整流器运行至 C 点时，此时， PWM 整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 4(3)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 CD 上运动时。PWM 整流器运行于有源逆变状态。此

10、时 PWM 整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从 PWM 整流器直流侧传输至电网。当 PWM 整流器运行至 D 点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。 (4)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 DA 上运动时。PWM 整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM 整流器向电网传输有功及感性无功功率。电能将从 PWM 整流器直流侧传输至电网。显然，要实现 PWM 整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。一方面，可以通过控制 PWM 整流器交流电压，间接控制其网侧电流；另一方面，也可通过网侧电流的闭环控制，直接控制 PWM 整流器的网侧电流。 2.2 三相电压型 PWM 整流器的拓扑结构三相

11、电压型 PWM 整流器分半桥与全桥，本文只讨论三相半桥电压型 PWM 整流器，以下所称的三相电压型 PWM 整流器也均指三相半桥电压型 PWM 整流器。三相半桥电压型 PWM 整流器的拓扑结构如下：上图为三相半桥 VSR 拓扑结构。其交流侧采用三相对称的无中线连接方式，采用六个功率开关管，这是最常用的三相 PWM 整流器。 52.3 三相 VSR PWM 分析 2.3.1 开关模式由于每相桥臂共有两种开关模式，即上侧桥臂导通或下侧桥臂导通，因此三相 VSR 共有 23=8 种开关模式，并可利用单极性二值逻辑开关函数 sj（j=a,b,c）描述，即： Sj= 1 Vj、VD j 导通 0

12、Vj、VD j导通（j=a,b,c）式中，V j、VD j （j=a,b,c）表示上桥臂功率开关管及续流二极管；V j、VD j （j=a,b,c）则表示下桥臂功率开关管及续流二极管。三相 VSR 8 种开关模式见下表开关模式 1 2 3 4 5 6 7 8导通器件Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(V

13、Dc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) 开关函数scsbsa001 010 011 100 101 110 111 000 2.3.2 数值分析在此分析三相 VSR 在 i a0、i b0 时的 PWM 相关波形。为简化分析，只研究三相 VSR 单位功率因数整流状态时的 a 相 PWM 相关波形，此时网侧电流 i j(t)与电动势 e j(t) （j=a,b,c ）同相。（1）交流测电压 V a0(t) 针对 2.2 中所示的三相 VSR 主电路拓扑结构，其 a 相电压方程为 0() = () + 0() （2-1）由电压型逆变桥三相平衡关系易推得（2-2）当采用单极性二

14、值逻辑开关函数描述时 () = (j = a, b, c) （2-3）式中 S j 单极性二值逻辑开关函数联立式（2-1 ）（2-2 ）（2-3 ），得三相 VSR a 相交流侧电压 Va0(t)的开关函数表达式为 6（2-4）可以得出，三相 VSR 交流测电压在调制过程中只取值 V dc/3、2V dc/3、-V dc/3、-2Vdc/3、0。（2）网测 a 相电感端电压 VLa(t) 由三相 VSR 交流侧回路易得网测 a 相电感端电压 VLa(t)即为 () = () 0() （2-5 ）（3）网测 a 相电流 i a(t) 当忽略 VSR 网测 a 相等效电阻时，a 相电流

15、 i a(t)即为（2-6）上式表示，三相 VSR 网测 a 相电流为 a 相电感端电压 VLa(t)的积分。（4）直流侧电流 i dc(t) 当忽略三相 VSR 桥路损耗时，其交、直流侧的功率平衡关系为 =, ()() = () （2-7）联立式（2-7）、（2-3 ）并化简，得 () = () + () + () (2-8)下表给出了不同开关模式调制时的 i dc(t)取值。开关模式scsbsa001 010 011 100 101 110 111 000idc(t) ia(t) ib(t) ia(t)+ ib(t)=- ic(t) ic(t) ic(t)+ ia(t)=- ib

16、(t) ib(t)+ ic(t)=- ia(t) 0 0从上表分析，在任意开关模式下，i dc(t)复现了不同相的网侧电流或其相反值。（5）直流侧电压 V dc(t) 由于 i dc(t)波为 PWM 波，因而三相 VSR 直流侧电压必然脉动，直流侧电流到直流侧电压传递环节为一阶惯性环节，且满足 (2-9) 可见，当惯性时间常数（ =RLC）取值越大，其直流侧电压 V dc(t)的脉动幅值就越小。 7第 3 章三相 VSR 的一般数学模型所谓三相 VSR 一般数学模型就是根据三相 VSR 拓扑结构，在三相静止坐标系 (a， b， c)中利用电路基本定律 (基尔霍夫电压、电流定律 )对 V

17、SR 所建立的一般数学描述。针对三相 VSR 一般数学模型的建立，通常作以下假设： (1)电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势(e a、e b、e c)。 (2)网侧滤波电感 L 是线性的，且不考虑饱和。 (3)功率开关损耗以电阻 Rs表示，即实际的功率开关可由理想开关与损耗电阻 Rs 串联等效表示。 (4)为描述 VSR 能量的双向传输，三相 VSR 其直流侧负载由电阻 RL和直流电势 eL串联表示。根据三相 VSR 特性分析需要，三相 VSR 一般数学模型的建立可采用以下两种形式： (1)采用开关函数描述的一般数学模型； (2)采用占空比描述的一般数学模型。本文只介绍采用开关函数描述的

18、一般数学模型。 3.1 采用开关函数描述的 VSR 一般数学模型以三相 VSR 拓扑结构为例，建立采用开关函数描述的 VSR 一般数学模型当直流电动势 eL=0 时，直流侧为纯电阻负载，此时三相 VSR 只能运行于整流模式；当 eL0 时，三相 VSR 既可运行于整流模式，又可运行于有源逆变模式，当运行于有源逆变模式时，三相 VSR 将 eL所发电能向电网侧输送，有时也称这种模式为再生发电模式；当 eLVdc时，三相 VSR 则运行于整流模式。为分析方便，首先定义单极性二值逻辑开关函数 Sk为 1 0 kS上桥臂导通，下桥臂关断（ =a,bc) (3-1上桥臂

19、关断，下桥臂导通将三相 VSR 功率管损耗等值电阻 RS同交流滤波电感等值电阻 Rl合并，且令R=Rl+RS，采用基尔霍夫电压定律建立三相 VSR a 相回路方程为 L Ria = ea - (vaN + vN0) （3-2）当 Va导通 Va关断时，s a=1,且 VaN=Vdc；当 Va关断 Va导通时，开关函数Sa=0，且 VaN=0。由于 VaN=VdcSa,式（3-2）可改写为： L Ria = ea - (VdcSa + VN0) (3-3)同理，可得 b 相、c 相方程如下： L Rib = eb - (VdcSb + VN0) (3-4)8L Ric = ec -

20、 (VdcSc + VN0) (3-5) 考虑对称三相系统，则 ea + eb + ec = 0 ia + ib + ic = 0 (3-6)联立（3-3 ）到（3-6 ）得 VN (3-7) 而直流侧电流又可以描述为 idc = iaSa + ibSb + icSc (3-8) 所以对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律得 (3-9)dc dcLabcVeCiit R联立综合得： ,()3 (3-10)()3adcacakabb cbdcbkc cc kabiLReSSdtVieSdt 3.2 三相 VSR dq 模型的建立前面对三相静止对称坐标系(a，b，c) 中的 VSR 一般数学

21、模型进行了研究分析。这种 VSR 一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。但在这种数学模型中，VSR 交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。为此，可以通过坐标变换将三相对称静止坐标系(a ，b， c)转换成以电网基波频率同步旋转的(d， q) 坐标系。这样，经坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦变量将转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。三相静止对称坐标系中的三相VSR 一般数学模型经同步旋转坐标变换后，即转换成三相 VSR dq 模型。 3.2.1 关于坐标变换在三相 VSR dq 模型建立过程中，常用到两类坐标变换，一类是将三相静止对称坐标系(a，

22、b，c)变换成两相垂直静止坐标系 (D，Q) ；另一类是将三相静止对称坐标系(a ，b，c)变换成二相同步旋转坐标系 (d，q)，或是将二相静止垂直坐标系 (D，Q)变换成二相同步旋转坐标系(d，q)。上述坐标变换又分成“等量” 变换和“等功率”变换两种，而坐标变换又是通用矢量分解等效的结果。因此，首先讨论关于通用矢量的概念。 91.三相物理量的通用矢量描述所谓通用矢量描述，是指三相物理量可以用一个空间旋转矢量在三个静止对称轴（a,b,c）上的投影来表示，这个表示三相对称物理量的矢量称为通用矢量。 2.等量坐标变换所谓“等量”坐标变换，是指在某一坐标系中的通用矢量与变换后的另一坐标系中的通

23、用矢量相等的坐标变换。下面以电流矢量 I 为例，分别讨论两类坐标变换：（1）三相静止坐标系(a,b,c)到两相静止垂直坐标系 (D,Q)的变换图中表示了三相静止坐标系(a,b,c)与两相旋转坐标系 (D,Q)的空间位置关系。其中 Q 轴与 a 轴重合，而 D 轴滞后 a 轴 90 度相位角。若 I 与 Q 轴间相位角为，则 I 在 Q、D 轴上投影满足： 2cosin (3-1)mDQiI另外，I 在 a、b、c 三轴上的投影为 cos(120) (3-12)ambciIi联立(3-11)和（3-12）由三角函数公式推得 10211coscs(20)cos(20)3 =() (3-1)

24、23cos(120)cos(120)33 =(QmmmabDmmbciIIIiiIIii 写成矩阵形式就是0123 (3-14)12QaDbci ii i（2）三相静止坐标系(a,b,c)到两相同步旋转坐标系 (d,q)的变换三相静止坐标系(a，b，c)到两相同步旋转坐标系(d ，q) 变换的最突出优点是将(a， b， c)坐标系中的基波正弦变量变换成 (d，q)坐标系中的直流变量，为此，必须首先确定(d ， q)坐标系的空间位置。众所周知：在三相电路中，两相同步旋转坐标系(d、q)中的 q 轴分量常表示有功分量，而 d 轴分量则常用以表示无功分量。在三相静止对称坐标系(a，b，c) 中，E、I 分别表示三相电网电动势矢量和电流矢量，并且 E、I 以电网基波角频率逆时针旋转。根据瞬时无功功率理论，在描述三相电量时，为简化分析，将两相旋转坐标系(d，q)中 q 轴与电网电动势矢量 E 同轴。即 q 轴按 E 矢量定向，矢量 E(q 轴) 方向的电流分量 iq定义为有功电流，而比矢量 E 滞后 90o相角的轴(d 轴)方向电流分量 id定义为无功电流。另外，初始条件下令q 轴与 a 轴同相。在(d， q)坐标系定义基础上，即可分析三相静止对称坐标系(a，b，c)与二相旋转坐标系(d ， q)间的变换关系。仍以电流矢量，为例加以研究。

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