1、 摘要 目前，集成 PWM开关电源已在通讯、电子计算机等领域获得了广泛应用。为适应便携式电子产品对电源提出的性能要求，开关电源必须以高效率、高精度、小体积为主要方向发展。采用平均电流控制的 PWM开关电源具有比较高的控制精度，与其它采用电压、电流双闭环控制的开关电源一样，需要采取措施保证系统的稳定性，并在稳定性和瞬态特性之间进行折中 20。本文从系统的重要传递函数分析入手，探讨如何设计一个能稳定工作，并保持瞬态响应足够快的基于平均电流控制的 PWM降压开关电源系统。具体设计流程为：首先推导出工作于 CCM下 降压开关电源功率级的主要传递函数，建立起适用于该系统的完整的复频域框图，最后，通过 S
2、imulink的建模、分析，完成系统级设计 1。为验证系统设计的结果，本文采用 esmch0 6u m工艺，对控制电路的主要模块进行了电路设计，并由这些模块构建起系统。 Hspice仿真结果表明，该系统能稳定运行，并满足设计指标的要求 。 关键词： ： 开关电源 ；电压控制模式；电流控制模式；补偿网络；仿真 Abstract Integrated PWM switching power supplies have been widely used in communication systems， computers， etc Motivated by portable application
3、s thatdemand high performance， switching Power supplies are developed mainly aimingto high efficiency， high precision and small size With high precision， average current mode controlled PWM DC DC converters need measures to guarantee stable operation， which means to trade offbetween stability and qu
4、ick transition response， as other current controlled ones This article researches on how to design a stable ACM PWM buck converter withquick transition response through analyzing main transfer functions of the system Design procedure is as below： the first step is to derive main transfer functions o
5、fpower stage； and then to set up a complete small-signal model in complexfrequency domain； fiIlally，to accomplish systematic design applying Simulink Several main blocks in control circuits are implemented in csmcho 6umstandard CMOS process According to Hspice simulation resuk， the systemoperation s
6、tably witlI other performance required Key words： Switching power supplies average current modemodeling Systematic des 目录 1 绪论 1.1 本文的研究背景及意义 寻求新型能源、实现洁净无污染且可再生发电，是人类社会持续健康发展的迫切需求。 在过去的几十年中，新型能源如太阳能、风能、核能、燃料电池等的开发取得了显著成就。 作为可再生能源的一种，太阳能具有资源丰富、开发方便、清洁无污染等优点，光伏发电作为太阳能发电的主要应用形式，已成为一种重要的分布式发电技术 11。光伏发电受
7、光照和温度等外界条件的影 响较大，其功率输出具有较强的波动性与间歇性，给电能质量和电网调度带来了很大的挑战，因此实际中通常配备一定的储能装置组成光伏 -蓄电池混合发电系统，改善系统动态和静态特性特性。对电力用户而言，光伏 -蓄电池混合发电系统保证光伏电池在负荷波动较快和较大的情况下运行在稳定的输出水平，改善输出电压和系统频率，提高用户电能质量；对电网企业而言，原先不可调度的分布式发电作为可调度机组单元运行，有利于电网调度管理；对可再生能源发电企业而言，其自身有义务对自身输出功率作出预测，并提前通知电网公司。如果预测误差较大，将会受到处罚 ，所以发电企业可以通过配置一定形式和容量的储能，保证实际
8、输出功率值与上报的功率预测值吻合，提高发电企业经济效益。 太阳能蓄电池并网发电系统涉及的控制主要包括最大功率点跟踪、光伏电池升压控制、蓄电池充放电控制和逆变器控制，本文主要研究并网发电系统前级升压 DC-DC的变换。 为使后级逆变器能顺利并网 ,在两级的发电系统中需要有一级升压的 DC DC变换装置用来为后级的逆变环节提升电压；并在较宽的燃料电池输出范围内保持逆变环节输入电压的稳定 ，满足并网要求 。 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时 间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（ PWM）控制 IC和 MOSFET构成 4。它经过开关调整管、开关
9、变压器、稳压控制电路、激励脉冲产生电路对直流电压进行DC-DC开关变换，产生各种所需的稳定直流电压输出。 1.2 国内外研究现状 由于受本国能源的限制，日本政府非常重视可再生能源 (如风能和太阳能 )的利用，其希望能够加大各种可再生能源在本国能源结构中的比例，以减少对化石能源的依赖。但这些可再生能源的间歇性所造成的功率波动降低了其输出的电能质量和供电可靠性。而太阳能蓄电池并网发电系统 能够整合各种分布式电源的优势，通过储能装置实现能量输出与负载之间的功率平衡。 近年来，蓄电池技术不断发展，产品日臻成熟 17。起动电池结构逐步优化升级，免维护蓄电池广泛使用、仍然是民用交通运输装备的重要电源装置，
10、为我国成为世界主要汽车生产国起到重要支撑作用。经过 20多年的发展，免维护和密封蓄电池技术进步取得了巨大成就，使蓄电池不仅在交通运输、军事国防等传统领域得到广泛应用，而且被广泛应用与太阳能光伏发电、风力发电、通信电源、电力变配电系统、铁路、船舶通讯、起动、照明电源、 UPS电源中。技术进步推动了蓄电池 行业的快速发展，使其成为新兴的朝阳产业之一。 目前，美国几家高级 DC/DC 制造商已经在高功率密度的 DC/DC 中使用了小型微处理器的技术。首先它可以取代很多模拟电路，减少了模拟元件的数量，它可以取代窗口比较器 、检测器、锁存器等完成电源的起动、过压保护、欠压锁定、过流保护、短路保护及过热保
11、护等功能。现在 ,采用 DSP 数字信号处理器参与脉宽调制，最大、最小占空比控制、频率设置、降 频升频控制、输出电压的调节等工作 ,以及全部保护功能的 DC/DC 变换器已经问世。这就是使用 TI公司的TSM320L2810 控制的开关电源是全数字化的电源，这时 DC/DC 的数字化进程就真正地实现了。 下面介绍 几个 世界著名 DC/DC 开发制造商的产品特色。 1. Galaxy pwr 公司 世界顶级、全桥自动复位硬开关 ZVSZCS 同步整流。全部工作用微控制 器 MCU 控制，效率 9495%。 2. Synqor 两级并联， Buck+双互补 forward 同步整流微控制器， P
12、WM IC 和 MCU IC控制，效率 9293%。 3. Glary 第三代有源箱位，双互补 forward 并联，同步整流，效率 92%，功率密度 240W/in3， 1/4 砖 250W。 4. DIDT 二次侧 PWM 控制的初级半桥及全桥。 ZVS， ZCS 同步整流，效率 91%。 5. Ericsson 全桥硬开关 ZVS， ZCS 同步整流，效率 93%。 6. VICOR 第一代有源箱位，大功率输出高功率密度， 89%效率。 7. Artesyn 互补有源箱位 Push-pull，效率 90%，自偏置同 步整流。 8. TYCO 有源箱位 forward，同步整流，世界 DC
13、/DC 的主导商，世界标准的创立者。 9. Lambda 有源箱位 P-沟 MOSFET 有源箱位，自偏置同步整流。 10. IPD 公司第二代有源箝位自偏置同步整流效率 90.5%。 1.3 论文的主要研究内容 设计 蓄电池并网 发电系统，了解 蓄电池并网 发电系统结构，并对系统 前级 的直流 -直流电力转换 部分进行建模仿真设计，发电系统 前级直流 -直流变换器 输入源 为 蓄电池，电压范围为 350-430V， 直流 -直流变换器 输出 电压由用户通过 CAN总线控制，电压变化范围 为 540-600V，输出功率 10kw，电压纹波 3张 9、提交设计说明书，不少于 10000汉字 2
14、蓄电池并网发电系统整体设计 2.1 蓄电池并网发电系统结构图 图 1为 蓄电池并网发电系统的结构示意图。光伏阵列和蓄电池分别通过 DC/DC 变换器接于公共直流母线，然后经由一个三相全桥逆变器接入交流电网。 系统结构图如下： 图 2-1 光伏并网发电系统结构图 2.2. DC/DC 升压电路设计 大功率 DC/DC 变换器主电路拓扑有很多种，诸如双管正激式、推 挽式、半桥式和全桥式等。 全桥形式的拓扑结构电流电压应力小，变压器利用率高，而且全桥型 DC/DC 变换电路既具有半桥型 DC/DC 变换器中开关管截止时极间所承受的电压较推挽型电路低的特点，又具有推挽型电路所具有的输出电压高、输出功率
15、大的优点。因此，全桥电路在大功率 DC/DC 变换器中应用比较多 4。 本文变压器主电路采用全桥 DC/DC变换电路，其主电路如图 2-2所示 20。在此电路中，桥路相对边上的一对开关管是同时导通和同时截止的。 该结构电路稳定工作时候，两组对角的开关管在前后半个开关管周期内交替关断， 将电能传送到变压器副边，通过 PWM调制控制输出电压。 图 2-2 全桥 DC/DC 电路结构图 在此电路中，当晶体管 Q1、 Q4 或 Q2/Q3 被驱动导通时，变压器原边绕组两端的电压等于电源的输入电压 Ui。当 两组对角的开关管在前后半个开关管周期内交替导通关断时，在高频变压器原边绕组两端便产生幅值为 Ui
16、 的正负方波脉冲电压。此脉冲通过高频变压器传递到副边，再经整流二极管整流，储能电感 L及电容滤波后向负载供电。此电路副边的输出回路不仅在电路形式上和降压型DC/DC 变换器主电路一样，而且工作原理也完全相同。 图 2-3 全桥 DC/DC 变换器 整流输出电压 uo、 滤波电路电压 uc、电流 iL 的波形图 全桥变换器的输出直流电压的纹波频率为开关频率的 2 倍。每个开关管承受的最大电压为。 在 CCM条件下，全桥变换器的输出电压与输入电压的关系为。 式中 N 为变压器的变比， D 为晶体管的导通占空比。 全桥 DC/DC 变换器 整流输出电压 uo、 滤波电路电压 uc、电流 iL 的波形
17、图如图 2-3 所示。 2.3 DC/AC 逆变单元 逆变器单元最常见的有半桥和全桥逆变电路。基本上所有的逆变电路都采用这两种中的一个作为逆变电路。半桥逆变电路只有 2个开关管一级主 流侧的两个电容组成。其电路及控制方法简单易于控制。但它的主要缺点在于输出交流侧的幅值仅为直流侧的一半，且需要两个电容串联，工作时还需要控制两个电容器电压均衡。开关管承受的电流，电压应力大，损害高，在采用 SPWM 时，只能工作于同频方式。而全桥逆变电路则是有两对桥臂组成，可以看成是两个半桥并联组合而成。它有 4 个开关管，所承受的电压电流应力也小，损耗也小，控制方式灵活。全桥逆变主电路结构如图 2-4 所示 6。
18、 图 2-4 单相全桥逆变电路拓扑图 2.4 CAN 总线介绍 CAN 总线是一种具有多主功能的串行总线 系统。即，所有的 CAN 节点都能够传输数据，并且不同的 CAN 节点可以同时请求总线。 ISO 11898 的国际标准的主题就是具有实时能力的串行总线系统，它包含了 ISO / OSI 参考模型的最低两层。在 CAN 网络中没有传统意义的从站或者主站，取而代之的是优先的信息先传输。发送者传输信息给所有的 CAN 节点（广播方式），每个节点根据收到的标识符决定是否该处理此信息， 标识符也决定了该信息能争取到总线的优先使用权。 CAN 总线网络可作为微控制器之间的一种嵌入式通信系统，以及智能
19、设备间的一个开放的通信系统。 CAN 串行总 线系统，最初用于汽车领域，正越来越多地用于工业现场总线系统，因为有显着的相似之处。 在这两种情况下的一些主要要求是：成本低，能够在一个困难的电气环境中运行，具有高度的实时能力和易用性。有些用户，例如，在医学工程领域，选择了 CAN，是因为他们必须符合特别严格安全要求。类似的情况是制造商所面临的其他设备具有极高的安全性或可靠性要求（如机械，电梯及运输系统） ， 所以他们都选择了 CAN 总线。 3 主电路元器件参数的设计和选择 本论文主要对蓄电池并网发电系统前级 DC/DC 模块进行分析设计。 设计要求 : 输入 电压范围为 350-430V，输出
20、电压范围 为 540-600V，输出功率 10kw，电压纹波 1%。 3.1 主电路元器件参数的计算 由 2.2 节分析可知，晶体管承受的峰值电压，晶体管最大集电极电流。 整流二极管最高反向电压 式中 N 为变压器的原副边变比， 整流二极管最大电流。 根据输入，输出电压，则电路的增益范围为 1.251.71。由输出输入电压间的关系可知。又由于 输入输出电压增益、磁元件的匝比大小、输入电流纹波大小、所有功率元件的电压、电流应力大小均与等效占空比 D有关。并且当 D过小时，将影响之后闭环调节的调节范围 。占空比 D太大会使电压纹波增大，所以必须同时确定合适的 D和 n。 根据前面分析， 加于输出回
21、路的方波脉冲的周期为 T/2， 整流级电压的频率是开关频率的 2倍。 由图 2-2可以看出，输出电压可调的 全桥型 DC/D变换器 开关电源的两个控制开关 VT1、 VT2的占空比必须小于 0.5，开关电源电源才能正常工作 ;当要求输出电压可调范围为最大时，占空比最好取值为 0.25。 合理选择变压器的匝比，使占空比在适当的范围内是完成设计的关键。 分析几种不同匝比对电路的影响，然后选择最佳匝数比。本文变压器匝数比选择 1:3， D在之间变化。 整流 级电压的频率是开关频率的 2倍。而且，在全桥等典型变换器中，很容易实现软开关，因此可以适当地提高开关频率，从而大大减小滤波元件 LC 的乘积值。
22、 本文 在参数设计中， PWM 变换器的开关频率选择为 f=100kHz。 3.2 输出滤波电路电感参数的计算 由于本系统是大功率开关功率放大器 ， 要得到满意的滤波效果 ， 就需要 L 的值比较大 ， 而大电感的体积比较大 ， 使电路笨重而且成本也较高 ， 因此可以通过使用较小的 L、 C 来完成滤波工作 ， 并且可以达到良 好的滤波效果。 图 2-3c 为输出电感电流的波形，其为三角斜波形状，且斜波中点 电流值等于直流输出电流 Io。 在设计变换器输出滤波电感时 ，电感选择应保证直到输出最小规定电流时，电感电流也保持连续。 根据参考文献 20,由全桥电路的特点，可推算出滤波电感最小电感量
23、代入数据解得 考虑裕量，本文选电感值为 200。 3.3 输出滤波电容的设计 滤波电容的选择必须满足输出纹波的要求。根据变换器的工作过程， 电容器充、放电的电荷以及充、放电的时间和正、负电压纹波值 。可得推算出滤波电容的最小电容值 式中： Io 是流过负载的电流， f为开关 频率 ，为输出电压的波纹电压 。波纹电压一般都取峰 -峰值 。，根据本文设计，。 代入数据解得 考虑裕量，本文取。 实际上电容并非理想电容，它可以等效等效为等效串联电阻 （ ESR） R0 与等效串联电感 （ ESL） L0 与其串联。在约 300kHZ或 500kHZ 以下频率 L0 可以被忽略，输出纹波仅由 R0 和
24、C0 决定。由 R0 决定的纹波分量与 (I2-I1)成正比，而由 C0决定的纹波分量与流过 C0 电流的积分成正比，两者相位不同。但考虑到最恶劣的情况，假设它们同相叠加。而通常是选择合适的 R0 来满足输出纹波电压峰峰值，本文取。 3.4 主功率管的选择 3.4.1 开关管的选择 本文直流升压环节选用 IGBT 作为功率开关管来构成全桥电路。由于输入直流电压最大值为 430V， 由 2.1 节分析可知，晶体管承受的峰值电压 ，晶体管最大集电极电流。 根据经验，此升压电路功率开关管选用艾德塞公司的 IXGN200N60,其最高集射电压为 600V，额定电流为 2000A8。 3.4.2 输出整流 二极管 的选择 本文电源的开关 频率 为 100kHz，对于本电路而言，输出 整流二极管最高反向电压 ,在整流管开关时，有一定的电压振荡，因此要考虑裕量，可以选用 1300V的整流二极管。整流二极管在理想状态下，流过的最大电流等于输出最大电流18.52A，考虑占空比引起的电流增加和一定的安全余量，可以选用 20A 的整流二极管。此升压模块采用的是 IXYS 公司的 DSEI30 的超快速恢复二极管，额定电压是 600V,额定电流是 37A8。 3.4.3 换向二极管的选择 换向二极管应选快恢复型的二极管，其反向耐压应高于开关管所承受的最高
