1、一种新型软接通式升压型转换器的无损耗缓冲器 摘要 一种新型软接通式升压型转换器的无损耗缓冲器被拟用。这种缓冲器不需要任何辅助开关，但需要两个相同的缓冲电容，当主 回路 开关闭 合 时 并联电容器充电，自动打开时串联电容器放电，放电能量在输出电容器中能有效的再生。因此，缓冲器为转换器主开关提供零电压接通， 减少 开关损耗和电磁干扰，改善了转换器的运行。 这个实验结果是在 20KHZ,600W dc-dc 升压转换器和带有新型缓冲器的单组 ac-dc 升压变流器的实验条件下获得。 1 简介 能量供给的开关模型经常运用升压转换拓扑学对 dc-dc 和 ac-dc 进行能量转换。增大开关频率和转换器的
2、高能量比可以降低阀门压力，开关损失和电磁干扰。利用共振技术的软开关是一个有吸引力的方法，然而 ，从转换效率和广泛利用能量转换装置 （ 14） 来看， 使用无损耗缓冲器的软开关 均提供了一种有效方法。 目前许多无损耗缓冲器用一种辅助开关增大了能量和控制回路的复杂度，因此，无辅助器的能量再生是可取的。 本文拟用的缓冲期是一种无源升压型转换器。独特的缓冲器包含两个相同的电容器，当主回路开关闭合时并联电容器充电，自动打开时串联电容器放电，所有缓冲器中能量恢复并输出 ，软开关 利用缓冲 电容 关闭，利用串联在主回路中的一个小电感器打开。 虽然被拟用的缓冲器仅仅用于升压型转换器，但基于升压转换器的能量回路
3、中也有多种应用。本文详细描述了升压型 dc-dc 和 ac-dc 转换器操作原理，分析和应用。这些实验结果证实了拟用缓冲回路的可行性。 2 新型缓冲回路的工作原理 A 电容能量恢复 图 1 电容式电压放电到直流电源 （ a）等效电路 ； （ b）开关关闭后 的 ce 和 ci 图 1 显示了电容释放初始电压 COE 至直流电源的过程，二极管 1D 和 2D 表明电流，电压的单向性 。 忽略图 1 中能量损耗，闭合开关 S 得到 ci 、 cC 如下等式 ： ( ) sinCOc EEi t tZ （ 1） tEtEte COc c o sc o s1 （ 2） 式中： CLZ ； LC1 。
4、图 1（ b）说明上述等式成立条件如下： 1） 当 EEE CO 2 时，电容电压在 t 时仍没有恢复； 2） 当 EECO 2 时，在振幅末端 ce 达到 0，所有电容器能量恢复至 E； 3） 当 EECO 2 时， ce 在 t 前达到 0， ci 继续通过 2D ，当 ci 减至 0 时，所有电容器能量恢复至 E 。 这些条件表明，电容器初压 COE 必须等于或大于 2E 才能获得全部能量转换，新型缓冲器基于这些基础知识而发明。 B 新的缓冲电路 原理 图 2 中的开关 代表任何半导体开关设备，两端有两个极化电容 并联 。 当图 2（ a）的开关关闭时，两个电容被电路中储存的能量等量充能
5、。每个电容的最终电压 cE 较之电源电压梢高。当图 2（ b）中的开关打开时，两点间的电压叠加，于是在 A、 B 端点间得到 E2 的电压。 如果这两个终端在电路中通过电感与电源相连，通过以上讨论 电容电压会放电到零 ， 从而恢复缓冲能量 。开关通过与电容的并联在零伏情况下实现软关闭。 图 2 新的缓冲结构（ a） 当开关 SW 断开， 两个缓冲电容器 并联 同时 被控于开关SW（ b） 当开关 SW 关闭，各部分串联不被控于开关 SW 3 升压型 DC - DC 转换器的新型缓冲器 A 电路的配置和运行 图 3 增加新的 DC-DC 缓冲电源转换器 如图 3 所示 ， 拟 用 的缓冲电路用于
6、基本升压型 DC - DC 转换器。为了避免开启主开关缓冲电容器 绝缘栅双极晶体管（ IGBT） 短路，必须添加二极管 2D 。这略微提高了转换器传导损失，但预计无损软开关缓冲 将很 好补偿这一缺陷。 另外，与二极管串联 的两个 谐振电感对 是 电路 对称运作 的 必要保证， 且 避免了电容电压的振荡。图 3 给出了 上下两半 间的 对称 电路 ，输入电感 L 被放弃 ，取而代之的是磁耦合双绕组电感。这种对称的安排可以有效地降低共模噪声。 图 4 等效电路在连续电感电流换向时的模式 （ a） 缓冲器的电容器充电后 ,立即 IGBT 关闭 （ b） 缓冲器的电压 0E （ c） IGBT 打开
7、后 , 缓冲器放电进入电压 0E 如图 4（ a），在零电压时打开主开关， 电感电流 Li 被转移到缓冲电容器 1SC和 2SC 并对之 充电 ，它 们 同时 达到 同等 输出电压 0E 。假设在 1SC 、 2SC 、 SC 上 初始电压为零，而关闭电感电流保持在这一模式不变，每个电容器的电压 计算公式如下： () 2LOc SIc t tC （ 3） 当电容电压达到 0E ，图 4（ b）中的二极管 1D 和 2D 触发。 在连续电流模式下，缓冲电容电压钳位 在 IGBT 的关闭时间间隔 出现，值为 0E 。图 3 中每个缓冲电容器 在电压高过 0E 时都可能放电，但只要 1D 和 2D
8、保持导通，它们就能被充电。在实际电路中，杂散电感将把电容电压略推高于 0E ，然后将超额电量释放，使电压回到 0E 。 图 4（ c） 显示了在打开主开关 后 的电流通路 。二极管 1D 与 2D 均可以防止 缓冲电容器及输出电容 由于 IGBT 通路 的 原因造成 短路。 叠加电容器的电压（初始为 02E ）将慢 慢回落至输出电压 0E 。 IGBT 同时携带主电流 1I 和放电电流 cI 。忽略其中的损耗，电容电流 cI 和电压 cC 计算公式如下： ( ) si n2 OcssEi t tZ （ 4） ( ) (1 c o s )2ocsEc t t （ 5） 式中 ， 12S S SC
9、 C C； 12S S SL L L； SS SLZ C； 1S S SLC 。 由于实际电路中存在损耗，当 t 时电容电压不可能完全降至为零，剩下一小部分初始电压，电容器上剩余电压将通过低耗元件最小化。 缓冲器放电时间限制了最小值 23SSL C us 然而充电时间取决于感应电流，并不是最小的放电时间。因为升压型转换器有效运行本身有一个实际限制，最大比值为 0.6-0.7。 在非连续电流操作中， iE 关闭期间，传导电流 ci 中止 。当 Li 减至零时，充电至 0E 的电容器开始放电，因为当 iEEE 002 时，电容中电流方向与 0E 、 iE 反向相反。如图 5，电容电压较之电源电压
10、iE 低是因为当 IGBT 打开时，能量不完全恢复造成的。 图 5 连续电流放电电流路径模式 因此，新型转换器在非连续电流模型的直流转换器操作中无效。然而构形如升压 ac-dc 转换器回路中没有如下问题。新型缓冲器在连续传感回路中并不比不含缓冲器应用广泛，因为曾储存在缓冲器中的大部分能量将回至回路中。 B 实验结果 为了证实图 3 回路中基本操作，建立 20KHZ,600W 实验模型所含参数如下 ： 1.25L mH ； 12 10S S SL L L uH ； 1800OC uF ； 12 0 .0 6 8S S SC C C uF 。 直流电压 iE 为 100V，比为 0.5 得到 20
11、0V 输出电压，缓冲电容 sC 是所需容量的 1/2 使得 iE 的 dtdv 为一个合适的值，从（ 3）可得， 20A 感应电流在 1us 内使电容电压达 200V 即 uFCS 05.0 。 图 6 缓冲电容的电压、电流波形图表明新型缓冲器回路的基本操作。当关闭IGBT，每个电容电压 cC 缓慢上升至大于输出电压 0E ，然后放电减至 0E ，从图 4（ a） 、 （ b） 也可以看出。 图 6 电源转换器 在图 3 中输出 500W 时候实验波形 提高 ， 缓 冲器的电容电压 ce 为divV/50 ， 缓冲器的电容器 电流 ci 为 divA/5 ，时间为 divs/10 当打开 IG
12、BT，叠加电压 02E 放电至输出电压 0E 。由于电路损耗，电容电压不可能完全降至为零，剩下一小部分（小于 5V）初始电压，这一小部分剩余电压对减小开 关损耗影响不大，可通过低耗元件最小化。 图 7 显示了所测带有新型缓冲器的转换效率，对于新回路，转换率高达 95%时相对恢复率达 97%。为了消除无损耗缓冲器的恢复率，传统的 RCD 缓冲器转换率也被测量。假设输出相同能量损耗相同 ，恢复率可由测量缓冲电容上最大电压获得。 图 7 在图 3 中 转换器效率与无保护能源回收和回收率为电路的缓冲器 4 带有新型缓冲器的升压 AC-DC 转换器 A回路配置及运行 高能量装配的升压整流器在提高输入电流
13、和控制输出能量 3、 4、 9、 10方面有所进展。针对这些应用，无损耗软接通技 术对转换效率同样重要， EMI也如此。 图 8 是带有新型缓冲器的单组升压 ac-dc 转换器 。这个回路配置简单，即用一个交流电源和一个二极管替代图 3 中的直流电源。实际上，为了获得正弦输入电流和稳定的直流输出电压，交流过滤器、电流电压感应器是必须用到的。 图 8 单相升压型交直流转换器的新缓冲 图 3 回路中的弊端之一是当打开主开关，增大传到损耗，二极管 2D 必须避免缓冲电容 2SC 短路。 图 9 中用两个二极管 1DB 、 2DB 桥和嵌入在直流线路中的电感 L 克服了这一弊端，如图 9 使用两个二极
14、管桥替代图 8 中 1D 、 2D ，一两个二极管的代价进一步提高了转换器的效率 。与回路中只有一个二极管桥相比，闭合期间传导损耗减半。 图 9 改进的单相升压的 AC - DC 转换器的新缓冲和迟滞控制 在 IGBT 打开期间，通过 2DB 的传感电流增大，而 1DB 防止每个缓冲电容电压和输出电容电压通过 IGBT 时不被短路。因此， IGBT 打开时，缓冲器中产生振荡电流，能量恢复。 在 IGBT 闭合期间，传感器 L 通过 1DB 释放能量，然而，缓冲电压被 2DB 阻滞，不通过交流电源放电。因为缓冲电压在能量恢复操作中保持足够高，故缓冲回路在非连续电流条件下仍能很好的工作。 B.实验
15、结果 为了证实回路操作，图 9 中 600W 模型使用同前面试验参数一样，此回路中运用了开回路磁滞耦合器控制。电源电压是 100V,输出电压通过调节 *i 手动控制在 200V，转换器未过滤输入电流 Li 和电源电压 V 如图 10，转换频率范围为16-20KHZ。 图 10 在图 9 中 高功率因数变换器 的 源电压和电感电流波形 ， divV/50 ，divA/5 ，和 divms/2 图 11 显示了缓冲电容电压 cC 和电流 ci 接近零时通过电源电压时的波形图，从中可以看出，几个开关循环电容电压仍没有降为 0，这是因为在零附近时，传感电流太小而不能使缓冲电容充电至输出电压。 图 11
16、 在图 9 中 缓冲器电容电压电流电路在零的高功率因素 ac 来源 波形，divV/50 ， divA/5 ， divs/100 图 12 中将拟用转换器效率和带有 RCD 缓冲器的传统转换器进行了对比，无损耗软开关的新回路中，输出 500W 时，转换效率达 94.5%，降低了图 9 中的传导损耗。两者间的差别很小（ 1-2%）因为在所测量的开关频率范围内，二极管桥和 IGBT 传导损耗占主要损耗的大部分。 图 12 提出了变频器在图的效率相比图 9 传统与硬开关 另一方面，两者间 EMI 有重大区别，虽然不是特定数量研究，硬开关转换回路中存在强烈传导噪音干扰正常操作，除非限制开关 IGBT
17、的速度或增加一点磁化屏蔽。 为了改善 3、 4、 9、 10输入电流波形，三组非连续 ac-dc 转换器已被引用，其大部分采用升压型回路构形，然后拟用无损耗缓冲器为这些转换器提供软开关。图 13 是三 组高能转换器的一个例子，其来源于图 8 的基本单组回路，并涉及到图 9 通过两个二极管桥减低 1D 、 2D 传导损耗 。 图 13 高功率因素三相间断模式转化器新的缓冲 5 结论 本文拟用并实验评价了一种新型无损耗无源缓冲回路，尤其适合于高频率、高能量升压转换器的软开关，无源元件简化了转换器的能量和控制回路。 dc-dc 和 ac-dc 转换器实验结果均表明缓冲器有效地提高了转换效率，降低了开
18、关损耗，拟用回路对降低 EMI 噪音也有效。由于 新缓冲器的再生过程是直接的，其高恢复率达 97% 拟用缓冲器甚至在非连续电流式升压型整流器中能很好的工作，因此，它可应用为建立高效的单组或三组非连续高能量转换器，这在本文中没有论述。 参考文献 1 A. Petterteig, J. Lode, and T. M. Undeland, “IGBT turn-off losses for hard switching and with capacitive snubbers,” in IEEE-IAS 1991 Conf.Rec., vol. 2, pp. 15011507. 2 A. Elass
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