1、设计制作并验证 0.1Hz10Hz 超低频微弱噪音检测放大器 STEP BY STEPJackFrost一直想有个小装置能够测量 0.1Hz10Hz 的超低频噪声，人越来越懒得动手，前几周才开始慢慢准备断断续续制作测试，今天才鼓起勇气把手头的资料整理起来。超低频噪声的意义什么的就不说了，但凡玩基准高精密测量的人都了解，这里能够写的篇幅实在太大了，就略去各种前戏相关知识了。因为人懒，所以比较多理论的准备工作，以尽量减少动手拿烙铁的劳累了 。好听的说就是强调理论指导实践，事半功倍，嘿嘿。于是有了这篇STEP BY STEP ，记录下这段时间试验的过程，本着分享和共同学习进步的网络精神发到网络上，码
2、字很辛苦，大家喜欢的话就点个赞多点鼓励，我也有动力有理由不再懒下去。文章的篇幅会很大，断断续续下来记录下来的笔记内容很多，发到网上尽量缩减了首先笼统地讲放大器包括 2 个大部分，一个是前级，将微弱信号（通常是uVp-p 级别）放大 1000 或者更高；另一个是 0.1Hz10Hz 的带通滤波器。先来带通滤波器部分，这部分直接用的 TI 官方出的 SLAU522 文章中的带宽滤波器，作者是 Arthur Kay。这部分包括包括一个增益为 10 的二阶0.1Hz HPF 和一个增益为 10 的 10Hz 四阶低通 LPF，总的增益是 100 倍。并且在输出部分加了一个 22uF 的大薄膜电容通过
3、BNC 连接到示波器 1M欧输入阻抗，以彻底隔离直流，这样示波器上就可以直接读取峰峰值来了解噪声情况了。由于放大器的噪声主要是由前级来决定，所以这部分可以使用大电阻，运放选择条件也宽松，我用的是手头拆机的 OPA2277。电容用的是薄膜电容，电阻值是用手头多个 0805 串联出来的。下面是这部分电路的实测根据以上测试可见，LPF -3DB 点比设计值稍偏低了一点，这主要原因还是电容容量误差，手头没有高精度的零件，也没有可以准确测容量的仪器，只能保证电阻误差不大于 1%。带通滤波这部分内容就不多讲了，并不是本篇超低频微弱噪音检测的重点接下来前级放大部分是要考虑比较多的，做了比较多的工作，放大器的
4、噪声水平主要取决于这部分。一、运放的选择：低噪声的运放有一些可供选择，我选择了一些典型的型号，并截下他们噪声指标以对比根据这些型号 DATASHEET 给出的噪声指标，进行了挨个大致的计算并粗略地汇总了下。这里主要关注的是 0.110Hz 频段，因此主要就是 1/F 闪烁噪声，噪声计算简化后的模型包括 1/F 的运放输入噪声电压、运放输入噪声电流在信号源内阻上产生的电压、信号源内阻的热噪声，由于反馈电阻用的是 51/51K 因此这部分就可以忽略了。10HZ 总的输出噪声单位 uVrms运放型号 RS=0 RS=8K RS=80KAD8676 16.5 40 136OPA2188 28.3 45
5、.5 116ADA4528 17.4 41.5 168AD8628 75 83 136LT1028 8 274 2700OPA140 37 52 120OPA209 15.3 46 272OPA827 42 55 120OPA627 107 113 156由于我们要测量基准的噪声水平需要在输入级加上 RC 高通，并且 RC 的频率点要低于 0.1Hz，所以这就困难了对于 100uF 的输入电容，对应的输入电阻要大于 16kohm，而这时候电阻的热噪声 0.13*(sqrt(16000 ohm)*sqrt(10Hz) = 52nVrms = 343nVp-p，这个热噪声水平都超过一些运放的输入电
6、压噪声水平了，并且不仅如此，还有运放噪声电流流过这个电阻所产生的噪音。因此我们需要将输入电容 C 尽可能大，而输入电阻尽可能小，不过电容大的不好找体积大，并且漏电也大，会造成第一级放大单元直接饱和，于是这 RC 又成了一对矛盾。以前玩音响的时候还有点存货，包括 22uF 和10uF 的薄膜电容，这些个性能很好，漏电小于 1nA 甚至只有几十 pA，还有一个你吃糠的 MUSE BP 无极性电解电容，这个漏电情况也可以凑合。上面这幅是串了 100K 欧电阻测试 22UF MMK 薄膜电容的情况，漏电大约是 0.26nA，而 220uF/50V MUSE BP 电解大约是几十个 nA 水平，并且电解
7、电容加上直流偏置后漏电逐渐降低要测数小时才稳定。我们知道运放噪声包括输入噪声电压，输入噪声电流，并且这经常是个矛盾，输入噪声电压极低的运放往往输入噪声电流比较大，比方说经典的AD797，噪声电压仅 50nVpp，但是噪声电流达到 2pA/rtHz，而通常噪声电流小的运放往往噪声电压在 200nVpp 以上，通常是 250nVpp。我选择的输入电阻是 8K 到 16K 左右，因此要用作前级放大就选择输入噪声电压尽量小，而噪声电流要小于 0.X pA/rtHz 级别的，尤其是 fA 级别的更好，并且输入偏移电压尽量小，输入偏置电流也要小，这样才不至于在放大了1000 甚至 10000 倍后运放饱和
8、。这里不得不提到的是零漂移运放，超低频1/F 噪声几乎可以忽略，可以直接按照宽带噪声计算，而且超级精密，输入电流极小，唯一不舒服的就是它们的频谱在 KHZ 以上级别会有一个较大的斩波开关噪声，不过这个可以通过简单的低通来大大降低，而正好这个放大器是专门 10Hz 超低频的，所以完全不用考虑斩波开关噪声了。根据手头的零件有 OPA2188 和 AD8629，显然这地方用 OPA2188了。大致的运放通过简单的估算选择好了，接下来就是进一步针对OPA2188 进行分析了。通常前级采用一个运放单元进行放大，增益是 1000 倍，仿真可以看出在信号源内阻为 0 的情况下，10Hz 带宽下输出噪声水平是
9、 31.4uVrms，大约210uVp-p 的样子。 (OPA2188 的 SPICE 仿真宏模型内容还是比较准确的，根据后面实测，仿真值跟真实测试是非常接近的) 这个电路继续进行稳定性分析，增益很高，相位余量超过 70 度前级稳定性仿真.gif (96.66 KB, 下载次数: 1)下载附件 保存到相册2015-4-25 12:11 上传稳定，妥妥地没问题。不过这个还不够好，通常低噪声电流的运放，输入噪声电压都在200nV 以上，不过还有个办法可以降低这个输入电压噪音，就是采用运放并联大法，呵呵。理论上输入噪声电压可以降低为运放单元个数的平方根倍，代价是噪声电流也会相应增大，消耗更多的单元和
10、电力。继续进行采用 2 个运放单元同相放大器并联结构输入级的仿真，电路如下：正好是 OPA2188 双运放，两个并联起来充分利用，后面采用 OPA2277 双运放多出来的一个单元接成一个反相放大加法器。这样总体的增益变成了GAIN = 1000 *2 *10 = 20,000 倍，输出噪声为 443uVrms ，折合2.92mVpp再继续推算 等效输入噪声 2920uVpp / 20,000 倍 = 146nVpp理论上的东西讨论够多了，接下来通过实战来验证上面理论研究的准确性。这里我想对比一下 OPA2188 零漂移运放和 OPA2277 经典的低噪声精密运放，所以前级分别用 OPA2188
11、 和 OPA2277 替换进行了对比上面的实测截图都是在运放正相输入端直接接地的情况，也就是这里仅考虑放大器等效输入噪声电压的情况，噪声电流完全可以忽略，根据上图可以分析得出：1、独立运放输入噪声电压项目上 OPA2277 的 170nVpp 还是要稍稍强于OPA2188 的 218nVpp。2、采用并联结构后相应的输入噪声电压的确相应的下降了，OPA2188 从218 降到 140nVpp，OPA2277 从 170nVpp 降到 128nVpp，下降的倍数是接近 0.707 的理论倍的，并且 OPA2188 相应的下降倍数更多一些，这个我估计跟它斩波稳零结构有关，当二个单元是同步斩波开关的
12、时候，通常会有更好的效果。3、对比之前用 OPA2188 SPICE 宏模型仿真得出的噪声情况，可见仿真数据跟实测是非常接近的。可见采用双运放单元并联放大结构能够有效的降低放大器的等效输入噪声电压，接下来继续验证存在输入噪声电流及输入电阻的情况我暂时用的输入电阻是 15.4K 欧，电容采用的是 220uF 的 BP 电解，同时我也是为了验证用电解电容的可行性。根据上面的实测图可见，开路情况下测试是失败的，原因就是对于这样微弱信号放大器，15K 的输入阻抗，外接干扰影响很大，屏蔽工作一定要做好。制作的放大器实测是基本符合设计仿真模型的。20150424 继续一、将第二级放大器反馈电阻从 15K
13、改成了 1.5K，第二级增益也从原先 20倍下降到 2 倍，这样总体增益=1000*2*10*10=0.2M 倍。另一方面为了对运放进行保护，在输入电阻上并联了 2 个背靠背的 1N4148 来钳位，防止运放输入电压太高而损害，因为输入电解电容很大，所以待测装置通电后会造成冲击，容易损坏运放。考虑到这 2 个 1N4148 也会有噪声，也许会对增加放大器的噪声水平。二、再实验 220uF+15.4k 输入回路，测试 9V 电池，由于电解电容漏电较大，大约是 100nA 不到，第一级 OPA2188 的 2 个输出端直流偏移大约是1V 不到，这样经过第二级求和后不到 2V，仍旧有足够大的裕量。另外 BP
