1、目录一、目的 .3二、内容 .3一主电路工作原理及设计 .51.1单端反激变换器工作原理 .51.2单端反激变换器的工作模式及基本关系 .51.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系 .51.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系 .71.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系 .81.3 RCD吸收电路工作原理及设计 .81.3.1 RCD吸收电路工作原理 .81.3.2 RCD电路参数设计 .91.4变压器设计 .91.4.1确定匝比 .91.4.2电感设计 .101.4.3磁芯选择 .111.4.4匝数设计 .111.4.5气隙设计 .121.5主电路器件的选择 .121.5.1功率
2、开关管的选择 .121.5.2副边整流二极管的选择 .131.5.3输出滤波电容的选取 .131.5.4钳位电路设计 .13二控制电路工作原理及设计 .132.1电流控制技术原理 .132.2电流控制型脉宽调制器 UC3845.142.2.1 UC3845内部方框图 .142.2.2 UC3845功能介绍 .152.3基于 UC3845的控制电路设计 .162.3.1开关频率计算 .162.3.2保护电路设计 .17三反馈电路工作原理及设计 .173.1反馈电路工作原理 .183.2反馈电路设计 .183.2.1稳压器 TL431 .183.2.2光电耦合器 .193.3参数选择 .20四仿真
3、验证 .21五总结 .26直流隔离电源变换器设计一、目的 1熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究 PID 闭环调压系统设计方法。2熟悉专用 PWM 控制芯片工作原理及探究由运放构成的 PID 闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。3探究 POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。4探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、内容 设计基于脉冲变压器的 DC-AC-DC 变换器，指标参数如下： 输入电压：90V135V； 输出电压：12V，纹波1%； 输出功率：50W ； 开关频率：30kHz ； 输出电流范围：20%至满载； 具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；
4、 具有隔离功能； 进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。直流隔离电源变换器设计摘要单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构，其具有重量轻、体积小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。本次设计实验首先对反激变换器CCM和DCM工作模式下的能量传输过程及其基本关系进行了分析比较，对RCD箝位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的高频变压器、MOSFET、输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。其次还研究了电流控制技术和基于此技术的UC3845芯片的工作原理及特点，进而设计了控制电路。本电
5、路反馈回路采用可调式精密稳压器TL431配合光耦PC817，达到了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。最后对由主电路、控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详细设计，并进行了仿真验证，分析和验证了电路设计的正确性和准确性。接着根据系统原理和仿真参数，进行实际电路的搭建和调试，搭建的实际电路能够满足项目要求。一主电路工作原理及设计1.1 单端反激变换器工作原理图 1-1 给出了反激（Flyback）DC/DC 转换器的主电路及其工作状态的电路。它是由开关管 S、整流二极管 D、滤波电容 C 和隔离变压器构成。开关管S 按照 PWM 方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组 L1 和次级绕组
6、 L2，两个绕组是紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时铁心不饱和。图 1-1 单端反激变换器的主电路图在图1-1中，为Vi输入电压、Vo为输出电压、Io为输出电流、S为开关管、L1、L2为储能电感、 为流过电感L1的电流、 为流过电感L2的电流，D为1Li 2Li续流二极管、C为输出滤波电容、 为负载电阻。LR当开关管 S导通时，续流二极管 D承受反向偏置电压而截止，流过电感 L1的电流 线性增加，储能电感 L1将电能转换成磁能储存在电感 L1中，此时，1Li负载由输出滤波电容 C供电；当开关管 S断开时，电流 降为零，续流二极1Li管 D导通，储能电感 Ll
7、将能量通过互感传递给 L2，通过 L2释放能量，流过电感 L2的电流 线性减小，在减小到 Io之前，电感电流一部分给负载供电，2Li一部分给电容充电：减小到小于 Io后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管 S断开期间，流过电感L2的电流 线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，则会出现副边电感2Li电流断续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式（CCM）和不连续导电模式（DCM）。1.2 单端反激变换器的工作模式及基本关系1.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系(1) 开关状态 1（0-Ton）在 t=0瞬间，开
8、关管 S导通，电源电压 Ui加在变压器初级绕组 W1上，此时，在次级绕组 W2中的感应电压为 ，其极性“*”端为正，是二极21wiWuU管 D1截止，负载电流由滤波电容 Cf提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为 L1，因此初级电流 从最小值pi开始线性增加，其增加率为：minPI（1-1iUdptL1）在 时，电流达到最大值 。ontTmaxPI（1-in1iusDTL2）在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通 也线性增加。磁通 的增加量为：（1-()1iusUDTW3）(2）开关状态 2（Ton-Ts）在 t=Ton时，开关管 S关断，初级绕组开路，
9、次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”端为负，使二极管 D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D释放，一方面给电容 C充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量 L2。次级绕组上的电压为 ，2wouU次级电流 从最大值 线性下降，其下降速度为：simaxsI（1-02UdistL4）在 时，电流达到最大值 。1012iDUKmaxsI（1-maxin2(1)ossusUIDTL5）在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通 也线性增加。磁通 的增加量为：（1-()21)ousUDTW6）(3）基本关系在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量 必然等于开关管
10、关断时的()减少量 ，即 ，则由式（1-3）和式（1-6）可得()()()（1-7）122.1ouuiUDWK式中， 是变压器初、次级绕组的匝数比。12K开关管 S关断时所承受的电压为 Ui和初级绕组 W1中感应电动势之和，即（1-8）12UiviouUWD在电源电压 Ui一定时，开关管 S的电压和占空比 Du有关，故必须限制最大占空比 Dumax的值。二极管 D承受的电压等于输出电压 Uo与输入电压 Ui折算到次级的电压之和，即（1-9）012iUK负载电流 Io就是流过二极管 D1的电流平均值，即（1-10）minax1().()2ossuIID根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：
11、（1-1in2minaxaxpsWII11） 由以上各式可得（1-2max11a2.ipouusis sUIIDLfW12）1.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系如果在临界电流连续时工作，则式（1-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为 ，则 ，负载电流max1.ipusUIDLf1max2.isusUIDWLf，故有临界连续负载电流：ax1()2osuI（1-12().ioGusUWIDLf13）在 Du=0.5时， 达到最大值oI（1-128.ioGsILf14）于是（1-13）式可以写成（1-max4(1)oGuID15）上式就是电感电流临界连续的边界。1.2.3 电流断续
12、时反激式变换器的基本关系在电感电流断续时， 不仅与占空比有关，而且还与负载电流 有关,下oiUoI面通过能量守恒进行推导。一个周期 T内直流母线电压 Ui提供的功率为(1-16)20.5*()PLIT又因 ,则有(1)/PdconPIV(1-17)22(1)()i iPUonLL设变换器的效率为 80%，则有输入功率=1.25*输出功率,即：(1-18)22.5()OiPVTR可以求得(1-19)2.5ooinPUTL1.3 RCD 吸收电路工作原理及设计1.3.1 RCD 吸收电路工作原理反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此
13、漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM 模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。RCD 吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图 1-2所示。功率管 S关断时，变压器漏感能量转移到电容 C上,然后电阻 R将这部分能量消耗掉。图 1-2 RCD吸收电路1.3.2 RCD 电路参数设计(1)功率管截止时，漏感能量等于电容C吸收的能量(1-20)222max11()lkpDSirestLICU式(1-14)中，L1k为变压器
14、漏感、Lpmax为原边电感电流峰值、Uds为最大漏源电压、Ureset为电容C初始电压、Ui为输入直流电压。故(1-21)2max()lkpDSirestLI(2）电容C上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo，否则二极管D导通，RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R根据下式求得：(1-22)12()OFOTRCDSiNUeU电阻R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为(1-23)22max1()2DSirestRlkpPLIf f(3)二极管 D承受的峰值电压为 Ui+(N1/N2)Uo，峰值电流为原
15、边电感峰值电流Ipmax。1.4 变压器设计1.4.1 确定匝比加在变换器输入端的直流电压最大为 135V我们选用额定值为 500V 的 mosfet，此时保留 50V 的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过 450V。由上分析知，漏极电压为 ，于是有inZV(1-24) 180454527inZZV因为为保证最大占空比小于 0.5，需选择标准 150V 稳压管。若以 为函数ZORV画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下， =1.4 均为消耗曲线上的ZORV明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有(1-25) 0.7.15014ZORZV假设 28V 输出二极管正向压降为 1V，则匝比为(1-26)3.629ORoDn1.4.2 电感设计由负载功率和电压，可以得到(1-27) 140528oIA一次输出电压为 ，负载电流为 ，其中ORVOR(1-28)1.3.6oIn假定设计效率为 80%，则可以得到输入功率(1-29) 40758%.oINPW于是可以得到平均输入电流(1-30) 1.350INIMAV平均输入电流与实际占空比 D 直接相关。因 为一次电流斜坡中心值，IN且其值与 相等，于是有LRI(1-1INOR31)解得(1-32)二次电流斜坡中心值为.350.8INORD
