1、 1 应用介绍： 电视机东西校正电路 1 电视机东西校正的基本原理 1.1 介绍 现时电视机所用的所有显像管都有一个磁偏转系统。当采用均匀的磁场时，屏幕上的长方形图像通常都会发生枕形失真 , 这主要是由于偏转角与屏幕上电子束的位置的相切关系造成的。 采用良好尺寸并经优化的非均匀偏转磁场，可将偏转角为 90的显像管的失真完全消除。用同样的方法，可消除 110偏转显像管的垂直方向（南 -北方向）枕形失真。但直到现在，采用特殊设计的偏转线圈仍不能消除水平方向（东 -西方向）的失真。失真情况如图 1 所示。 为了对这种影 响作出补偿，必须对偏转线圈中的水平偏转电流进行调制。就是说使屏幕中间的偏转电流幅
2、度大，而屏幕顶部及底部的电流幅度小。图 2 示出了偏转电流的基本情况。 在该图中， Tv 及 TH是场偏转及行偏转的时间周期。注意行偏转线圈电流的包络线（抛物线）必须与场锯齿波电流的相位相同。就是说可以通过调制行偏转线圈电流来进行东 -西校正。 有几种调制偏转线圈电流的方法。最简便的调制器叫二极管调制器，将在下一章介绍2 1.2- 二极管调制器的原理 让我们考虑一下图 3所 示的行偏转部分的基本电路。 为了简便起见，电子开关（由二极管与三极管组成）画成如图 S1 和 S2。 64us 的偏转时间由两部分组成：扫描时间 Ts：在该时间段内，开关 S1 与 S2 闭合；逆程时间 TF： 在该时间段
3、内，开关 S1 与 S2 断开。总时间周期为： TH = TF+TS （ 1.1） 我们假设行变压器 LTR 的高电感值可以忽略 , 且时间特性主要由 LY, LM, CY, CM决定。考虑作出少量必要的更改，同时要考虑LTR的电气特性，但在此不讨论 此问题。 在扫描时间期间，电感器 LY及 LM直接连接到电压源 Vo 及 VM： 忽略可能潜在的串行电阻的功耗，这两个电感器中的电流随时间线性递增： 由于电流 iLY 及 iLM必须要以“ 0”点对称（平均值 =0），在经过半个扫描周期 Ts/2后，可得到 iLY 及 iLM的峰值 经过这段时间后， S1 及 S2 断开，电感器 LY及 LM的能
4、量转移到电容 CY及 CM。我们现在设定两个 LC 部分的谐振频率是 在这种情况下，这两个电容 CY、 CM在逆程时间的中点 TF/2 出现峰值电压。在扫描周期终点时存储在电 感中的能量 完全转移到电容中 在这种条件下，我们可以得出逆程周期中的峰值电压总方程： 该电压值是初始电压与随能量转移而不断升高的电压之和。 通过（ 1.6）和 (1.11)我们得到： 通过同样的方法（ 1.7 和 1.11）我们得出 逆程时间期间 , 行变压器的合成峰值电压为 请注意在这个电路中 , 虽然可以通过调制器的电压 VM来改变偏转线圈电流 ILY(见 1.6),但行逆程电压 VLTR(1.14)与调制电压 VM
5、 无关。图 4 所示为电流与电压的波形。 S1、 S2 闭合 （ 1.2） （回扫期间） (1.3) 3 实际应用时，在偏转线圈上串联一个大容量的电容 Cs，可对偏转电流 ILY 进行 S-校正。同时，可将电压 VM接地，使调制驱动器的操作更为简单。开关 S1 是一个标准的高电压 功 率 三 极 管 （ 例 如 ： BU508A 或S2000AFI），同时可用两个二极管取代开关S2，如图 5 所示。 通常，进入调制器电压源的电流 IM 为正电流，必须且只可以将 VM作为可变电阻器（例如：三极管 TM）。 许多生产商都将这种简单的二极管调制器带有源负载使用。这种应用的缺点是功率三极管 TM（ 2
6、W）的功耗。在理想情况下，VM 不应带任何功耗（平均电流 Im=0），但实际上，线圈及行变压器都存在寄生电阻。此外，行变压器上的各种负载会耗费相当多的功率。 从改善功率损耗的观点出发，应采用开关功率级 VM。为此添加了一个电感器 Ls（ 520mH），其连接方式如图 6 所示。 A点偏离于脉宽调制方波。对于简单的脉宽调制器，此频率是随机的。通常采用的是水平行频率。 4 1 3 脉宽调制器原理 用于驱动二极管调制器的脉宽调制器主要包含一个带外部电路的功率比较器 , 如图 7所示。 向比较器正输入端加偏压的 线性锯齿波电压决定了工作频率。它由行变压器的逆程回扫脉冲产生。在扫描时间 Ts 期间，进入
7、正输入端的电流为电容 Cs 放电，并生成锯齿波电压的负向斜坡。 负输入偏离于抛物线电压，其产生后续讨论。 为了改善脉宽调制器的性能，添加了一个反馈通路 RK，以补偿比较器供电电压 Vcc 的偏差。电容 CK与电阻 Rin 及 RK 组成一个低通滤波器，以抑制来自比较器输出端的行频率。 如果电感 Ls 中的电流 Is（参见图 6 与图 7）只为正向，则输出级只需加上一个简单的达林顿三极管和一个二极管（参见图 8）。 如果开启该达林顿输出级，电流 Is 经 TA 及TB 流入地，否则，二极管 D 导通， Is 流入供电电压端。 功率通常消耗在 LM 上（参见图 5），并回传到供电电压端。若 Is
8、允许出现负值，则此二极管调制器的设计将有更大的灵活性。因此，比较器功率级必须成为推 -拉级（参见图 9）。 由于在三极管及二极管上的电压下降， Is 正值及 Is 负值的转换将在输出端产生一个电压步级（参见图 10）。 在这种情况下，输出电压中的步级会产生一个额外的偏转线圈电流的干扰调制。因而可观察到屏幕上的测试网格的垂直线出现不5 规则。在合理大的反馈因数的协助下（小RK，小 Cs，大的抛物线幅度），这种影 响可以忽略。 6 1 4 关于产生校正抛物线的全面考虑 用于驱动脉宽调制器的校正抛物波 (图 7)的频率与相位必须与偏转线圈内的场偏转电流相同。所以该抛物波可以直接从驱动偏转输出级的场锯齿波信号得到。产生抛物波的方法主要有两种： a)积分器 - 网络（线性） b)函数 网络（非线性） 让我们首先考虑积分的方法： 可以通过下面列出的简单方程式来描述该场锯齿波信号（在一个周期内有效）： A为幅度， Tv 为 时间周期， t 为时间。 将该信号积分，我们可以得到 由于电流与电容上的电压之间的关系如下： 该抛物波可以直接从场输出级中的耦合电容 CY 得到，如图 11 所示。 考虑到（电解）电容 CY 的老化问题及与温度的相关性，某些厂商选择在分离积分器的配合下、从 RY的电压 (VRY)中提取抛物波的方法。 7
