1、全波整流和倍流整流来自互联网。全波整流和倍流整流传统上，通信电源变压器副边整流电路大多采用图 1(a)所示带中心抽头的全波整流电路，该电路拓扑结构简单器件总数少，二极管通态损耗小，但是变压器副边绕组的利用率较低。随着开关电源技术的迅速发展，通信电源要求更大的输出电流和更小的输出电压纹波。对低压大电流输出的变压器而言，中心抽头不仅给变压器的没计和制造带来很大困难，而且外部引线的安装和焊接也很难处理。常用的倍流整流电路拓扑如图 l(b)所示，与传统的变压器副边带中心抽头的全波整流电路相比，倍流整流电路有以下优点：减小了变压器副边绕组的电流有效值；变压器利用率较高，无需中心抽头，结构简单；输出电感纹
2、波电流抵消可以减小输出电压纹波；双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。与全波整流电路相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不用中心抽头；与全桥整流电路相比，倍流整流电路使用的二极管数量少一半。因此，倍流整流电路结合了全波整流电路和全桥整流电路两者的优点。当然，倍流整流电路要多使用一个输出滤波电感，结构略显复杂。但此电感的工作频率及输送电流均为全波整流电路所用电感的一半，因此可做得较小。2 工作原理倍流整流电路可以被看成是由传统的全桥整流电路演变而来。如图 2 所示，将图 2(a)中全桥整流电路中的两个下方二极管用两个电感取代，即可获得图 2(b)，经过整理后即可得到如图 2(
3、c)所示的倍流整流电路。实际上倍流整流电路也可以由全波整流电路通过拓扑变换得来。在图 3(a)中，输出电感与输出电容和负载电阻串联，而串联连接的兀件可以互换位置，因此将输出电感换到输出负母线，可得图 3(b)；将变压器的副边绕组看成电压源，而把输出电感看成电流源，可得图3(c)；由虚线框内三端口网络的 Y/变换，可得图 3(d)；再将电流源恢复成输出电感，将电压源恢复成变压器的副边绕组，可得图 3(e)所示的倍流整流电路。倍流整流电路的原理图如图 4 所示，对中、大功率的通信电源而言，移相全桥电路是较为常见的电路拓扑形式，在原边电路处于续流状态时，变压器的原边绕组和副边绕组都被短路。因此倍流整
4、流电路在稳态运行时，每个开关周期有 4 种工作模式。为便于分析作如 F假设：高频变压器原副边匝比为 n=N1/N2，忽略高频变压器原副边漏感，所有器件均为理想器件。可得关键波形如图 5 所示。模式 lt0t1 变压器副边电压 VT 为 VS，电压极性为正，两个滤波电感的电流 IL1 和 IL2 极性都为正，二极管 D1 正向偏置导通，而D2 反向截止。电感 L1 的电流 IL1 经二极管 D1 和输出电容 C0 续流，电感 L1 上的电压 VL1 为一 Vo，极性为负，因此电流 IL1 线性减小，下降斜率由输出电压 Vo 和电感 L1 的比值决定。变压器副边电压 VT 通过二极管 D1 和输出
5、电容 Co 加到电感 L2 上，因此电感 L2 上的电压 VL2 为 VS-Vo，极性为正，电流 IL2 线性增加，上升斜率由变压器副边电压与输出电压的差 VS 一 V0 和电感 L2 的比值决定。变压器的副边电流 IT 等于 IL2，电流 I01 为两个滤波电感电流的和 IL1+IL2，由于输出大电容 Co 的滤波作用，输出电流 I0 为 I01 的直流分量。变压器的副边电流 IT 等于 IL2。模式 2t1t2 变压器副边电压 VT 为 0，两个滤波电感的电流 IL1 和 IL2 极性都为正，二极管 D1 和 D2 均为正向偏置导通。电感L1 的电流 IL1 经二极管 D1 和输出电容 C
6、o 续流，电感 L1 上的电压 VL1 为一 Vo，极性为负，因此电流 IL1 线性减小，下降斜率由输出电压 Vo 和电感 L1 的比值决定。电感 L2 的电流 IL2 经二极管 D2 和输出电容 Vo 续流，电感 L2 上的电压 VL2 为一 Vo，极性为负，因此电流IL2 线性减小，下降斜率由输出电压 Vo 和电感 L2 的比值决定。变压器的副边电流 IT 等于 O。模式 3t2t3 变压器副边电压 VT 为一 VS，电压极性为负，两个滤波电感的屯流 IL1 和 IL2 极性都为正，二极管 D1 反向截止，而 D2 正向偏置导通。变压器剐边电压 VT 通过二极管 D2 和输出电容 Co 加
7、到电感 L1 上，因此电感 L1 上的电压 VL1 为 VSV0，极性为正，电流 IL1 线性增加，上升斜率由变压器副边电压与输出电压的差 VS 一 V0 和电感 L1 的比值决定。电感 L2 的电流 IL2 经二极管 D2 和输出电容 Co 续流，电感 L2 上的电压 VL2 为一 Vo，极性为负，因此电流 IL2 线性减小，下降斜率由输出电压 Vo 和电感 L2 的比值决定。变压器的副边电流 IT 等于一 IL1。模式 4t3t4 与模式 2 的工作状态相同，变压器副边电压 VT 为 O，两个滤波电感的电流 IL1 和 IL2 极性都为正，二极管 D1 和 D2 均为正向偏置导通。电感 L
8、1 的电流 IL1 经二极管 D1 和输出电容 Co 续流，电感 L1 上的电压 VL1 为一 Vo，极性为负，因此电流 IL1 线性减小，下降斜率由输出电压 Vo 和电感 L1 的比值决定。电感 L2 的电流 IL2 经二极管 D2 和输出电容 Co 续流，电感 L2 上的电压 VL2 为一Vo，极性为负，因此电流 IL2 线性减小，下降斜率由输出电压 Vo 和电感 L2 的比值决定。变压器的副边电流 IT 等于 0。由此可见倍流整流电路的变压器副边平均输送电流仅为输出负载电流的一半。当一个电感在高频变压器副边的电压驱动下通过副边输送一半负载电流时，另一个电感也输送着相对于输出负载电流相同方
9、向的另一半续流电流且此续流电流不通过副边绕组。滤波电感平均输送电流仅为输出负载电流的一半，输出负载电流由两个电感同时分担，每个滤波电感的工作频率都等于高频变压器的工作频率。3 设计要点31 输出电压增益由于电感在稳态运行时应该满足伏秒平衡条件，即电感电压丌关周期平均值为 O，故其中占空比 D 的取值范嗣为 OD1。显然，与副边带中心抽头的全波整流器相比，倍流整流器的变压器具有相同的副边总匝数。32 输出纹波电流对消每个输出电感电流的峰峰值为在占空比 D 的取值范围|0，1|区间内，随着占空比的增大，纹波电流对消因子越小。当 D 为 0667 时，输出电流 I01 的纹波分量I01 为 O5IL1；当 D 为 1 时，两个输出电感的纹波电流可以实现完全对消，输出电流 I01 的纹波分量I01 为 0。3.3 频域模型采用状态李问平均法来推导倍流整流电路的数学模型，假设两个输出电感电流连续且极性都为正。考虑到动态中占空比是变动的，特用小写 d 来表示。(1)在 0tdTs 期间在倍流整流电路中，两个输出差模电感的值通常设计成相等，即 L1=L2，因此上述方程组可以简化为可以得到从占空比 d 到电感电流 IL1 的传递函数为与全波整流电路相比，倍流整流电路的被控对象数学模型的零点相同而极点小同。如果引入等效输出电感 Leg，看成是两个输出电感的并联，并且令
