1、两相交互式 PFC 预调整设计回顾1简介：在大功率的 PFC 级，为了削减 EMI 以及输出电压的纹波，减小线路的均方根电流，提高输入输出系统的利用率，采用两相交互式 PFC 的电路无疑是一种好方法。2. 回顾交互式 PFC 预调整器的优点图 1.展示了两相交互式升压变换器的功能电路。交互式升压变换器是工作在 180相位差的两个简单升压变换器的组合，输入电流是两个电感电流 I L1 和 I L2 的总和。由于电感的纹波电流相位交错，其输出现出两者纹波对消，从而减少了输入纹波电流(由升压电感及开关导致)。最好时的输入电感的纹波电流可以对消，并出现在 50的占空比处。输出电容的电流也是两个升压二极
2、管电流的总和(I 1+I2)，也少于总输出峰值电流，从而减少了输出电容上的纹波电流I out 。在占空比接近 0、50及 100处，两二极管电流总和接近直流。在任何一个工作点，输出电容上仅有滤波电感的纹波电流。图 1 交互式 BOOST 电路及其电感电流波形 2.1 输入纹波电流为占空比的函数下面公式展示出输入纹波电流与电感纹波电流之比（K (D)）随着占空比的变化。图 2 展示出 K(D)怎样随占空比变化。它的重要性在于这些输入纹波电流的变化，当选择电感给交互式升压变换器时，在 PFC 预调整器中的占空比不固定，随线路电压在变化。图 2 输入纹波电流对减在 PFC 预调整器中，占空比 D()
3、 不是恒定的，而是随着线路输入电压 Vin()在变化。占空比变化量对全电压范围应用时会相当大，这种占空比的变化可以用一个计算来监视。该变换器系从 85V265V AC 输入调整到 385V 输出。在低线电压时，占空比从 100变到68。而在高线时，占空比从 100变到 2。电感纹波电流的互相抵消会令其不完全通过线路周期。当然，这对强力减少电感中的输入纹波电流有很好的效果，最高的纹波电流在此例中出现在低线电压的峰值时，此时占空比为 68，电感纹波电流的总量在此输入时的占空比为 55。线路电压为相角的函数 (4) 占空比也是相角的函数 (5)图 3 占空比和相位角的关系2.2 评估磁元件值的减少程
4、度电感纹波电流的互相抵消可以使设计减少升压电感的磁心体积，也即减少储存在两个交互电感中的所需的总能量，它仅仅是设计相同功率预调整器的一半，开关频率感量也仅有一半。单级电感能量 (6)两相电感的总能量 (7)在升压电感中，减少的总量可以用比较单级 PFC 预调整器(Wa Ac single)和两相交互预调整器(Wa Ac interleaved)在给定电感量之下所需的电感磁心及窗口面积乘积的方法看出来，电感量的实际值，电感中的 RMS 电流(I RMS)，电流密度 (CD)及磁通密度(B)都会随面积乘积的减少而不再需要那么多。整个交互式电感磁芯面积乘积(2 x Wa Ac interleaved
5、)与单级预调整器之比为 0.5，这个结果表明交互式两个电感面积仅是单级的一半，减少了 50。这将直接带来磁材用量减少一半。(8)(9)(10)(11)交互式 PFC 预调整器用此方式不会增加 EMI 滤波器的尺寸大小。共同的设计实践是选择功率变换器的开关频率。要在 EMI 的 150KHz 带宽以下。二次谐波的开关频率会成为两倍基波并在 EMI 频带中更为相象，需要一个满足这个规范的滤波器。交互式两相预调整器会使输入看上去为单级两倍的开关频率，这意味着变换器的基本开关频率更象推入 EMI 的二次谐波的带宽，并在独立级开关频率的二次谐波处。当然，输入纹波电流因为两个因素减少，这也不会对 EMI
6、滤波器增加任何附加的抑制。2.3 输出电容纹波电流的减少成为占空比的函数图 4 展示出正常的输出电容的 RMS 电流，单级升压 I cout (D)，正常电容 RMS 电流及两相交互式升压 I cout (D)与占空比的函数关系。图 4 说明了输出电容纹波电流。两相交互式PFC 仅仅是单级传统 PFC 的 1/2。两者功率相同，减少的 RMS 电流即减少了由电容的 ESR损耗引起的发热，从而降低了损耗及应力。(12)(13)(14)图 4 正常输出电容电流纹波3. 设计回顾电源设计需要列于表 1。请注意该 350W 的 PFC 预调整器设计。基于 T1 的评估板，HPA117 T1 的用户便览
7、给出为 SLU0228。表 1. 设计需要参数 最少 典型 最大Vin 85V RMS 110V or 230V RMS 265V RMSVout 374V 390V 425VVripple 30VCurrent THD at 350W 10%PF at 350W 0.95Full load efficiency 90%fs 100KHzHold up requirements 20ms47Hz 50Hz 60Hz功能方框电路如图 5 所示。图 5 两相交互式 PFC 的功能方框电路图3.1 升压电感选择(15)3.2 输出电容选择选择输出电容有三个临界值要决定，即总能量控制、输出纹波电压及最
8、大 RMS 纹波电流。公式(16)、(17)用于选择输出电容， (16)式基于能量保持的需要,(17) 式基于输出纹波电压的需要,设计师选择公式求出的最大值作为最后选择依据。(16)(17)(18)选择 Bulk 电容时还要考虑到可能的误差及电容容量偏差，下面公式按 20误差考虑。最后选择为：(19) RMS 纹波电流对给定的电容可以按下式计算：(20)(21)(22)(23)3.3 MOSFET 及二极管的选择为了满足设计所要求的效率，选择半导体器件时总容易出错，它可能是过去的一些习惯，半导体导通损耗根据下面选择。(24)3.4 二极管的选择为减少开关损耗，选择了碳化硅二极管，这种二极管有几
9、乎为 0 的反向恢复电流。下面公式用于评估二极管的损耗(P DIODE)及二极管的峰值电流及平均电流。此处 VF 为升压二极管的正向压降，在我们的设计中每个二极管为 0.6W，两个总和为 1.2W。剩余的 17.8W 损耗给MOSFET 及辅助电源。(25)(26)(27)3.5 MOSFET 选择基于 RMS 及峰值电流，并以此预估损耗。峰值 MOSFET 电流 (28)下面公式用来估算 MOSFET 的 RMS 电流，以便估算损耗。(29)开启时的 MOSFET 电流 (30)关断时的 MOSFET 电流 (31)整个 MOSFET 的损耗中，Coss 充放电的贡献(在 PWM 开关周期中
10、) Coss 随线路电压变化，并非线性。下面公式可用于计算。典型在使用 IRF840 时，Coss 为 160 pf。(32)为了估算 MOSFET 开启及关断损耗，由图 6 及以下面的公式给出：图 6 MOSFET 开启和关断损耗估算 MOSFET 的损耗(PFET )给定为 5W，两只为 10W，加 1.2W 的二极管损耗，已达到11.2W,其总值低于初始限定的 19W。3.6 选择散热片给 MOSFET由于二极管仅耗散 0.6W 的热量，可以不去管它。但是 MOSFET 的散热需要散热器。下面公式用于计算散热器的热阻 RQSA。这个公式基于最大允许的环境温度 Tamb 40，从结到壳的热
11、阻，MOSFET 及壳到散热器的热阻(TO-220)之和(Rjs+RCS )。数据在 MOSFET 表中给出。对于本设计，我们选择 AAVID531202 散热片，以满足散热要求。(43)3.7 过压保护及欠压保护OVP 功能及 UVLO 都由 UCC28220 控制。它是一个简单的比较器，用于监视 BOOST的电压。设置的信息阈值可以在 UCC28220 数据表中找到。对于本设计 OVP 设在425V。UVLO 设在 108V，预调整器直到 Vout 达到 108V 时才开始起动预调整器。3.8 峰值电流限制峰值电流限制采用在 UCC28220 的 PWM 比较器的输入端处，用最大控制电压
12、VC 来设置，此处“a”是电流检测变压器匝数比 (T1&T2)。峰值电流限制触发点设在升压 MOSFET 正常峰值电流保护点的 130处。(44)(45)UCC28220 的 CTRL 端的保护电平设在 3V。 (46)此为后面的斜波补偿总量 (47)MOSFET 的峰值电流在正常条件下的功率上升期间是 2 倍的 I peak，这是由于过度的斜率补偿，也系为了稳定工作。(48)3.9 电流检测变压器的复位电阻(T1&T2)(49)3.10 振荡器及最大占空比箝制UCC28220 的振荡器及最大占空比箝制系通过电阻 RCHG 设置，也通过它放电所需占空比箝制(D MAX)设在 0.9。此时停止从
13、饱和的电流检测互感器采样。3.11 控制环的补偿对电压环及电流环都要建起控制均衡，控制均衡在本文中给出补偿反馈的起始点。在更多的控制环中，需要调节环路补偿作为网络分析的必须。3.12 电流控制环电流环设置的第一步是决定乘法器的元件 RIAC 电阻，要能从线路电压上接收合适的电流。只要令电流放大器输出去跟踪线路电压的变化，这个电阻典型地用几个电阻串联得到，以便适应接到高压。(55)乘法器内部到 UCC28528 有一个电压前馈(VFF)功能。它用来保持功率级的增益恒定并提供软的功率限制。在线路电压降下时保持线路电流有足够的增量，V FF 信号由内部电流镜象产生，它系 PFC 控制器内从 VFF
14、端离开的最大电流，等于 IAC 电流的一半，下面的公式用于选择 VFF 电阻(R VFF)及滤波电容 (CVFF)，以便从 VFF 信号移去 AC 元件。(56)VFF 信号 AC 口有对整个电流谐波畸变的影响 (THD)，滤波器的极点(fpi)设在一个能限制VFF 贡献 1.5的谐波畸变的频率处，以便满足电源的电流 THD 的设计要求。这个控制方法系基于平均电流及峰值电流模式控制的，下面的公式为补偿电流环，这些计算在于正确地补偿，并有好的网络分析结果。在本设计实例中补偿电流环是(T C(S), 我们设置的设计目标为 45 度相移以及一个为开关频率十分之一的覆盖频率。电流环传输函数 (59)控
15、制输出电流的传输函数 (60)PWM 比较器的最大控制电压 (61)电流放大器补偿传输函数 GCA(S)如下:(62)UCC28220 的 CTRL 端的内部分压器 (63)电压分压器 HCA 需要将 UCC28528 的 CA 输出分压后降下，以保护 UCC28220 的 CTRL 端, 此分压器对任何功率需求都能很好地工作，并可以有一个固定的变化。(64)对于稳定的电流检测信号需要斜率补偿电流检测信号，UCC28220 有内部斜率补偿，它由电阻 R slope 设置。(65)UCC28528 需要一个电流检测电阻(PFC R sense)以监视输入电流，计算这个电阻值基于最大允许的电流检测
16、电压 V sense。(66)UCC28528 还使用电流检测信号去触发功率限制，功率限制可以由选择乘法器电阻 RMO来设置，功率限制设在满载的 110处，没有同 UCC28220 的峰值电流限制功能接口，也设置在了 130处。(67)此为设置因子 TC(S)。 (68)在跨过附加的 45 度相移区的覆盖中，为确保控制环稳定要放一个零点在环路覆盖中。此电容为调节零点放置 (69)此电容为调节高频噪声 (70)3.13 电压环(T V(S)电压环补偿有两个主要的考虑。第一是衰减 2 x f LINE 输出电容的电压纹波，这需要减少输入电流的谐波畸变。第二是控制环的稳定性，如果此规范可折衷 PF 和 THD，这将起极大作用。(71)电压放大器的最大输出 (72)电压控制到输出的传输函数 (73)gm=100 umho 跨导电压放大器(VA)的增益。 (74)(75)(76)为了确保该环路有低的谐波畸变，环路的设计需在 10 Hz 处要跨过 fc。(77)用于设置 fC (78)(79)在各临界参数计算出来以后，电源总体结构即可评估出来。最后的 350W 两相交互式 PFC的设计等效电路如图 7 和图 8。此电源还有一个 2W 的辅助电源供给 VCC，它以 DCM 的反激变换方式工作。4. 等效电路图 7 350W 交互 PFC 的等效电路第 1 部分
