1、为大家介绍一种非常实用的 BOOST 电路：0 引言在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如 70W 以上的 DCDC 升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。考虑到 Boost 升压结构外接开关管选择余地很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的 DCDC 升压电路。UC3S42 是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据 UC3842 的功能特点，结合 Boost 拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压 DCDC
2、电路，且外接元器件少，控制灵活，成本低，输出功率容易做到 100W 以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。1 UC3842 芯片的特点UC3842 工作电压为 1630V，工作电流约 15mA。芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于 MoSFET 的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM 比较器，最大占空比可达 100。另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。由 UC3842 设计的 DCDC 升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电
3、感峰值电流，然后间接地控制 PWM 脉冲宽度。这种电流型控制电路的主要特点是：1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率；2)电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制 PWM 脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率；3)简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作；4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电
4、流变化相对应，特别是占空比，50的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比50，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。2 Boost 电路结构及特性分析2.1 由 UC3842 作为控制的 Boost 电路结构由 UC3842 控制的 Boost 拓扑结构及电路分别如图 1 和图 2 所示。图 2 中输入电压 Vi=1620V，既供给芯片，又供给升压变换。开关管以 UC3842 设定的频率周期开闭，使电感 L 储存能量并释放能量。当开关管导通时，电感以 ViL 的速度充电，把能量
5、储存在 L 中。当开关截止时，L 产生反向感应电压，通过二极管 D 把储存的电能以(Vo-Vi)L 的速度释放到输出电容器 C2 中。输出电压由传递的能量多少来控制，而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。整个稳压过程由二个闭环来控制，即闭环 1 输出电压通过取样后反馈给误差放大器，用于同放大器内部的2.5V 基准电压比较后产生误差电压，误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。闭环 2 Rs 为开关管源极到公共端间的电流检测电阻，开关管导通期间流经电感 L 的电流在 Rs 上产生的电压送至 PwM 比较器同相输入端，与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽，从而保持稳定的输出电压。误差
6、信号实际控制着峰值电感电流。2.2 Boost 升压结构特性分析Boost 升压电路，可以工作在电流断续工作模式(DCM)和电流连续工作模式(CCM)。CCM 工作模式适合大功率输出电路，考虑到负载达到 lO以上时，电感电流需保持连续状态，因此，按 CCM 工作模式来进行特性分析。Boost 拓扑结构升压电路基本波形如图 3 所示。ton 时，开关管 S 为导通状态，二极管 D 处于截止状态，流经电感 L和开关管的电流逐渐增大，电感 L 两端的电压为 Vi，考虑到开关管 S 漏极对公共端的导通压降 Vs，即为 Vi-Vs。ton 时通过 L 的电流增加部分ILon 满足式(1) 。式中：Vs
7、为开关管导通时的压降和电流取样电阻 Rs 上的压降之和，约0.60.9V。toff 时，开关管 S 截止，二极管 D 处于导通状态，储存在电感 L 中的能量提供给输出，流经电感 L 和二极管 D 的电流处于减少状态，设二极管 D 的正向电压为 Vf，toff 时，电感 L 两端的电压为 Vo+Vf-Vi，电流的减少部分ILoff 满足式(2) 。式中：Vf 为整流二极管正向压降，快恢复二极管约 0.8V，肖特基二极管约 0.5V。在电路稳定状态下，即从电流连续后到最大输出时，ILon= ILoFf，由式(1)和(2)可得如果忽略电感损耗，电感输入功率等于输出功率，即由式(4)和式(5)得电感器
8、平均电流同时由式(1)得电感器电流纹波式中：f 为开关频率。为保证电流连续，电感电流应满足考虑到式(6)、式(7)和式(8)，可得到满足电流连续情况下的电感值为另外，由 Boost 升压电路结构可知，开关管电流峰值 Is(max)=二极管电流峰值 Id(max)=电感器电流峰值 ILP，3 样机电路设计样机的电路图如图 2 所示，是基于 UC3842 控制的升压式 DCDC 变换器。电路的技术指标为：输入 Vi=18V，输出 Vo=40V、Io=2A，频率f49 kHz，输出纹波噪声 1。根据技术指标要求，结合 Boost 电路结构的定性分析，对图 2 的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的
9、说明。3.1 储能电感 L根据输入电压和输出电压确定最大占空比。由式(4) 得当输出最大负载时至少应满足电路工作在 CCM 模式下，即必须满足式(9)，同时考虑在 10额定负载以上电流连续的情况，实际设计时可以假设电路在额定输出时，电感纹波电流为平均电流的 2030，因增加IL可以减小电感 L，但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容 C2，取30为平衡点，即L 可选用电感量为 140200H 且通过 5A 以上电流不会饱和的电感器。电感的设计包括磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等。电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大，材质好的磁芯如
10、环形铁粉磁芯，承受峰值电流能力较强，EMI 低。而选用线径大的导线绕制电感，能有效降低电感的温升。3.2 输出电压取样电阻 R1、R2因 UC3842 的脚 2 为误差放大器反向输入端，芯片内正向输入端为基准 2.5v，可知输出电压 Vo=2.5(1+R1R2)，根据输出电压可确定取样电阻 R1、R2 的取值。由于储能电感的作用，在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流，在检测电阻 Rs 上产生一个尖峰脉冲，为防止造成 UC3842 的误动作，在Rs 取样点到 UC3842 的脚 3 间加入 R、C 滤波电路，R、C 时间常数约等于电流尖峰的持续时间。3.3 开关管 S开关管的电流峰值由式(10
11、)得Iv(max)=ILP=5.11A开关管的耐压由式(11)得Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V按 20的余量，可选用 6A50V 以上的开关管。为使温升较低，应选用 Rds 较小的 MOS 开关管，要考虑的是通态电阻 Rds 会随 PN 结温度 T1 的升高而增大。图 4 为实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图。3.4 输出二极管 D 和输出电容器 C2升压电路中输出二极管 D 必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负载所需的最大电流。二极管的峰值电流 Id(max)=ILP=5.11A，本电路可选用 6A50V 以上的快恢复二极管，若采用正向压降低的肖特基二极
12、管，整个电路的效率将得到提高。输出电容 C2 的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻 ESR 有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。电容的 ESRVo/IL=40x1/1.33=O.3。另外，为满足输出纹波电压相对值的要求，滤波电容量应满足根据计算出的 ESR 值和容量值选择电容器，由于低温时 ESR 值增大，故应按低温下的 ESR 来选择电容，因此，选用 560F50V 以上频率特性好的电解电容可满足要求。3.5 外补偿网络UC3842 误差放大器的输出端脚 l 与反相输入端脚 2 之间外接补偿网络Rf、Cf。 Rf、Cf 的取值取决于 UC3842 环路电压增益、额定输出电流和输出电容，通过改变 Rf、Cf 的值可改变放大器闭环增益和频响。为使环路得到最佳补偿，可测试环路的稳定度，测量 Io 脉动时输出电压 Vo 的瞬态响应来加以判断。图 5 为 Cf 选用 0.0lF 和 470pF 时动态响应控制波形的区别，上冲下降幅度和复位时间都有差别。
