1、UPS 无线并机均流控制技术摘要： 预料以后的微处理器将呈现出更强的带载能力和更快的暂态响应能力。当今的电压调整模块（ VRM ）需要更大更多的滤波器以满足其要求，这无疑会使现存的 VRM 拓扑变得不再实用。作为候选拓扑之一， QSM VRM 表现非常优异的性能，比如快速的暂态响应能力和高的功能密度。这种技术的难点就是电流均分控制技术，在这篇文章中，介绍了一种新型的电流侦测和均分电流的技术，通过这种技术，在并机系统中，无需电流变压器和电流侦测电阻，均分电流能够控制，另外，这种技术很容易集成于芯片，用四模块并机的 QSM VRM 来验证这门技术，通过试验证实，这种技术拥有高功率密度、高效率，和高
2、响应速度。同时电流均分技术也得到了一般化整理和扩展.介绍 随着微处理器技术的发展，为此种设备提供能量的电源面临着新的挑战，这种挑战开始于高效 pentium 微处理器不在使用标准的 5V 电压，而是使用非标准的电压等级小于 5V 的电源。为了满足更快、更有效的数据处理需求，开发出了更低电压等级得中型微处理器，这种处理器的电源电压将从 3.3V 降到 1.11.8V ，同时，因为会有更多的设备集成到同一处理器 IC 上并且处理器的工作频率会更高，微处理器需要强效的电源管理能力。将来的微处理器的电流将从现在的 13A 增大到 30A50A ，如此大的电流反过来需要专业的电压调整模块来提供低电压等级
3、，高带载能力的电源。 随着处理器速度的提高， VRM 的负载也在增大，这种相互的关系使电源的大负载发生变化的时候经常出现，比如在处理器从休眠到正常运行模式。将来的微处理器需要更高的电流等级，不但如此，而且总的电压调偏差将更小，目前，电压调偏差为 5% （对于 3.3V 的 VRM 输出，电压的偏差可到 +/-165mV ）。将来，总的电压偏差将为 2% （对于 1.1 V VRM 输出，电压的偏差仅又 +/-22mV ）。所有这些要求给电源的设计带来了挑战。表一显示了未来 VRM 的电流规格书。 大多 VRM 使用同步整流 BUCK 拓扑结构，图一显示了同步整流 BUCK 电路 , 图一： 同
4、步整流器 当今的 VRM 的输出有大滤波电感。巨大的输出电容和退耦电容（在板电容）需要减少电压 SPIKE ，以后的电脑母板相对较贵，现在的 VRM 不在实用于未来的设备。 图二显示了输出加小电容的 BUCK 的同步整流运行波形，图三显示了 QSMVRM 的暂态响应，这种技术的缺点是效率低，稳态输出电压的纹波大。 为了满足稳态和暂态的要求，发展了交叉 QSM ，见图 4 交叉 QSM 技术消除了电流纹波并加快的暂态响应速度，图 5 显示了四模块交叉 QSM VRM 的暂态响应，结果显示这种技术满足了将来对电源暂态的要求，并且不会产生大的电压纹波，它不但能减少输出电压纹波，它也能减少输入电压纹波
5、，因为必要的电容减小了，母板上就能留下更大的空间，更大的功率密度变得可能。另外，因为每个模块需要处理的功率更小，这种拓扑拥有更高的效率并容易封装。 交叉技术的难点是其电流均分的控制，虽然在其他的运用中这也是个难点，但是在 QSM 技术中，其更难实现，在传统的运用中，一个变压器和电流侦测电阻被用来侦测每个模块的电流，但是变压器太大太贵，电阻降低了这种低电压等级大电流逆变器的效率，另外，传统的电流均分控制技术，例如电压模型控制或则峰值电流模式控制都受到开关导通电阻和电感的值得影响，对于生产制造来说很难控制。 在这篇论文中，介绍了一种新型的电流侦测和均分电流技术，通过这种技术，很容易在并机系统中得到
6、电流的均分，并且无需传统的电流侦测方法，其很容易集成于芯片，四模块交叉 QSMVRM 被用来验证此技术。 运用于并机模块的传统电流均分控制方式 A 单环电压模式控制 在并机模块运用中，仅有一个环的电压环控制是最简单的一种，这种方式包含了电流侦测和均分电流控制，电流的分配取决于各个模块的一致性（小信号中等效为电阻，根据欧姆定理分配电流），在实际中，在没有精确的电流均分控制系统中，这种技术很难做到电流均分，有许多因素导致不均分的电流：元件差异，逆变到负载非一致性的连接，由于元件的老化和物理状态所导致的元件非一致性的变化。 使用这种模式的原因是其成本低，但是它很难控制半导体的质量，均分电流的能力很差
7、，结果，热管理变得非常重要， VRM 效率小将，成本增加。 实际上，只有电压模式控制的系统很难在低电压大电流运用中均分电流，图 6 显示了 MOSFET 模型，它等效于串联了电阻的开关，电阻是 MOSFET 导通电阻， 图 6 （ b ）显示了同步整流 BUCK 逆变器的等效模型 ,R ON1 和 R ON2 代表了上下开关的开通电阻 ,R3 是线路阻抗和 LAYOUT 电阻的总和 , 如果考虑寄生 ,BUCK 逆变器的占空比如下 : 在高电压 , 低电流运用中 , 因为 V O 远大于 I O*(RON2+RON3), 这种效应可以忽略 , 但在低电压 , 大电流运用中 , V O 很小 ,
8、 IO*(RON2+RON3) 的影响变得不容忽视。例如，如果 V O 为 2V ， VIN 是 5V ， R ON1 和 R ON2 是 14m ，当负载从 030A 变化时，逆变占空比将在 0.40.5 之间变化，正常情况下， MOSFET 导通电阻远大于线阻和 LAYOUT 的电阻， R3 和 V IN 大于 IO* （ R ON2-RON1 ）。方程（ 1 ）可简化为： 这种特性严重影响电流均分的结果，图 7 显示了只有电压环两个模块并机的电路图。 对于模块 1 ，占空比为： 对于模块 2, 占空比为 : IO1 和 IO2 是各个模块的输出电流， RON12 和 RON22 是每个模块同步整流的导通电阻，因为误差信号， VC 是同一个比较斜坡的用于产生各个模块的占空比控制的信号，如果斜坡幅值一样， D1 等于 D2 。由（ 3 ）和（ 4 ）： 只有当 RON12 等于 RON22 时能得到均分电流，但是这是非常难控制的部分，通常有在同一类型的设备中有 20% 差异。表 显示了来自工业的数据。运用这种控制方式很难实现均分的电流。图 8 显示了 MOSFET 导通电阻对电流均分的影响，负载越大，均分结果越糟糕。
