1、电力电子技术教案1PWM 控制技术主要内容：PWM 控制的基本原理、控制方式与 PWM 波形的生成方法，PWM 逆变电路的谐波分析，PWM 整流电路。重点：PWM 控制的基本原理、控制方式与 PWM 波形的生成方法。难点：PWM 波形的生成方法，PWM 逆变电路的谐波分析。基本要求：掌握 PWM 控制的基本原理、控制方式与 PWM 波形的生成方法，了解PWM 逆变电路的谐波分析，了解跟踪型 PWM 逆变电路，了解 PWM 整流电路。PWM（Pulse Width Modulation）控制脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。第 3、4 章已
2、涉及这方面内容:第 3 章：直流斩波电路采用，第 4 章有两处： 4.1 节斩控式交流调压电路，4.4 节矩阵式变频电路。本章内容PWM 控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是 PWM 型，PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。本章主要以逆变电路为控制对象来介绍 PWM 控制技术，也介绍 PWM 整流电路1 PWM 控制的基本原理理论基础：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。低频段非常接近，仅在高频段略有差异。图 6-1 形状不同而冲量相同
3、的各种窄脉冲面积等效原理：分别将如图 6-1 所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L 电路）上，如图 6-2a 所示。其输出电流 i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图 6-2b 所示。从波形可以看出，在 i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各 i(t)响应波形的第 6 章 PWM 控制技术2差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应 i(t)也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，各 i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。图 6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波 N 等分，看
4、成 N 个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。SPWM 波形脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM 波形。图 6-3 用 PWM 波代替正弦半波要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。等幅 PWM 波和不等幅 PWM 波：电力电子技术教案3由直流电源产生的 PWM 波通常是等幅 PWM 波，如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM 逆变电路，6.4 节的 PWM 整流电路。输入电源是交流，得到不等幅 PWM 波，如4.1 节讲述的斩控式交流调压电路，4.4 节的矩阵式变频电路。基于面积等效原理，
5、本质是相同的。PWM 电流波：电流型逆变电路进行 PWM 控制，得到的就是 PWM 电流波。PWM 波形可等效的各种波形：直流斩波电路：等效直流波形SPWM 波：等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和 SPWM 控制相同，也基于等效面积原理。2 PWM 逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用 PWM 技术。逆变电路是 PWM 控制技术最为重要的应用场合。本节内容构成了本章的主体PWM 逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。（1）计算法和调制法1、计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算 PWM 波各脉冲宽
6、度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需 PWM 波形。缺点：繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化2、调制法输出波形作调制信号，进行调制得到期望的 PWM 波；通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合 PWM 的要求。调制信号波为正弦波时，得到的就是 SPWM 波；调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的 PWM 波。结合 IGBT 单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：设负载为阻感负载，工作时V1
7、 和 V2 通断互补，V 3 和 V4 通断也互补。控制规律：uo 正半周，V 1 通，V 2 断，V 3 和 V4 交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，V 1 和 V4 导通时，u o 等于 Ud，V 4 关断时，负载电流通过 V1 和 VD3 续流，u o=0，负载电流为负区间，i o 为负，实际上从 VD1 和VD4 流过，仍有 uo=Ud，V 4 断，V 3 通后，i o 从 V3 和 VD1 续流，u o=0，u o 总可得到 Ud 和零两种电平。第 6 章 PWM 控制技术4uo 负半周，让 V2 保持通，V 1 保持断，V 3
8、和 V4 交替通断，u o 可得-U d 和零两种电平。图 6-4 单相桥式 PWM 逆变电路单极性 PWM 控制方式（单相桥逆变）：在 ur 和 uc 的交点时刻控制 IGBT 的通断。u r 正半周，V 1 保持通，V 2 保持断，当 uruc时使 V4 通，V 3 断，u o=Ud，当 uruc 时使 V3 断，V 4 通，u o=0，虚线 uof表示 uo 的基波分量。波形见图 6-5。图 6-5 单极性 PWM 控制方式波形双极性 PWM 控制方式（单相桥逆变）：在 ur 半个周期内，三角波载波有正有负，所得 PWM 波也有正有负。在 ur 一周期内，电力电子技术教案5输出 PWM
9、波只有U d 两种电平，仍在调制信号 ur 和载波信号 uc 的交点控制器件通断。u r正负半周，对各开关器件的控制规律相同，当 ur uc 时，给 V1 和 V4 导通信号，给 V2 和V3 关断信号，如 io0，V 1 和 V4 通，如 io0，V D2 和 VD3 通，uo=-Ud。波形见图 6-6。单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。图 6-6 双极性 PWM 控制方式波形双极性 PWM 控制方式（三相桥逆变）：见图 6-7。三相 PWM 控制公用 uc，三相的调制信号 urU、u rV 和 urW 依次相差 120。U 相的控制规律：当 urUuc 时，给V1 导通信
10、号，给 V4关断信号，uUN=Ud/2，当urUuc 时，给 V4 导通信号，给 V1 关断信号，u UN=-Ud/2；当给 V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是 VD1(VD4)导通。u UN、 图 6-7 三相桥式 PWM 型逆变电路第 6 章 PWM 控制技术6uVN和 uWN的 PWM 波形只有U d/2 两种电平，u UV 波形可由 uUN-uVN得出，当 1 和 6 通时，uUV=Ud，当 3 和 4 通时，u UV=U d，当 1 和 3 或 4 和 6 通时，u UV=0。波形见图 6-8。输出线电压 PWM 波由U d 和 0 三种电平构成，负载相电压
11、PWM 波由(2/3)U d、(1/3)Ud 和 0 共 5 种电平组成。图 6-8 三相桥式 PWM 逆变电路波形防直通死区时间：同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区时间的长短主要由器件关断时间决定。死区时间会给输出PWM 波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWM SHEPWM)：电力电子技术教案7计算法中一种较有代表性的方法，图 6-9。输出电压半周期内，器件通、断各 3 次（不包括 0 和 ），共 6 个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量使波形
12、对称。首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：(6-1)()(tut图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM 波形其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后 1/4 周期以 /2 为轴线对称。(6-2)()(tut四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为：(6-3),.531nsi)(ntat式中，a n 为 20nsin)(4tdtu图 6-9，能独立控制 a1、a 2 和 a3 共 3 个时刻。该波形的 an 为(6-4)cos2cos2cos21( in(in)si(si 31d23 d0n 32 21UtUt ttada ad式中 n=1,3,5,确定 a1 的值，再令
13、两个不同的 an=0，就可建三个方程，求得 a1、a 2 和 a3。消去两种特定频率的谐波：在三相对称电路的线电压中，相电压所含的 3 次谐波相互抵消，可考虑消去 5 次和 7次谐波，得如下联立方程： )cos2scos21( 31d1 Ua第 6 章 PWM 控制技术8(6-5)0)7cos2s7cos21(75531d5 Ua给定 a1，解方程可得 a1、 a2 和 a3。a 1 变，a 1、a 2 和 a3 也相应改变。一般，在输出电压半周期内器件通、断各 k 次，考虑 PWM 波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去 k1 个频率的特定谐波，k 越大，开关时刻
14、的计算越复杂。除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在 6.3 节介绍（2）异步调制和同步调制载波比载波频率 fc 与调制信号频率 fr 之比，N= f c / fr。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM 调制方式分为异步调制和同步调制：1、异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的。在信号波的半周期内，PWM 波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称。当 fr 较低时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当 fr 增高时，N 减
15、小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大。因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。2、同步调制同步调制N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，f r 变化时 N 不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相，公用一个三角波载波，且取 N 为 3 的整数倍，使三相输出对称。为使一相的 PWM 波正负半周镜对称，N 应取奇数。当 N=9 时的同步调制三相 PWM 波形如图 6-10 所示。fr 很低时，fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除，f r 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。为了克服上述缺
16、点，可以采用分段同步调制的方法。3、分段同步调制把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N 恒定，不同频段 N 不同。在 fr 高的频段采用较低的 N，使载波频率不致过高，在 fr 低的频段采用较高的 N，使载波频率不致过低。图 6-11，分段同步调制一例。为防止 fc 在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制电力电子技术教案9方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。图 6-10 同步调制三相 PWM 波形图 6-11 分段同步调制方式举例（3） 规则采样法按 SP
17、WM 基本原理，自然采样法中要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。规则采样法特点：第 6 章 PWM 控制技术10工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。规则采样法原理：图 6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点（即负峰点）重合。规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。三角波负峰时刻 tD 对信号波采样得 D 点，过 D 作水平线和三角波交于 A、B 点，在 A 点时刻 tA 和 B 点时刻 tB 控制器件的通断，脉冲宽度 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。图 6-12 规则采样法规则采样法计算公式推导：正弦调制信号波公式中，a 称为调制度，0a1 ； r 为信号波角频率。从图 6-12 因此可得： (6-taurrsin6)三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 (6-7)2sin1cDrTta三相桥逆变电路的情况：通常三相的三角波载波公用，三相调制波相位依次差 120，同一三角波周期内三相的脉宽分别为 U、 V 和 W，脉冲两边的间隙宽度分别为 u、v 和 w，同一时刻三相正弦调制波电压之和为零，由式(6-6)得 (6-8)sin1(2DrctaT
