1、第 44卷 第 504期 电测与仪表 Vol.44 No.504 2007年 第 12期 Electrical Measurement ;. ssabbcc a bokTb c aaccai T i Ti T i Ti T i T i TQ i dti T i T i Ti T i Ti T i T（ 2） 式中 Ts 表示逆变器控制周期， 式子右边由上到下依次为扇区 I 中区域 16 对应的电荷量 Q2 表 达式。 根据 基尔霍夫电流定律 ， 可得 中线电流 io1、 io2与中点电压 Uo 关系为： 0 1 0 2 1 20 2 1 20 2 0 2()( / 2 ) ( / 2)22d
2、c o o d coosi i - i id U U d U Ui - C Cdt dtdU U= i - C i - Cdt T（ 3） 第 44卷 第 504期 电测与仪表 Vol.44 No.504 2007年 第 12期 Electrical Measurement & Instrumentation Dec.2007 4 式中 Udc 为逆变器直流电压 ； Uo 为直流中点电位， 并假定直流电容 C1=C2=C。 对式 （ 3） 在一个开关周期 Ts 内求积分 ， 可求得TL-Boost 变换器需要补偿的电荷量 Q1 为： ( 1)12222 sskT okTodUQ Q C dtd
3、tQ C U（ 4） 2 基于 TL-Boost 变换器的中点电位平衡控制 2.1 TL-Boost 变换器工作原理分析 TL-Boost 变换器一般采用 180移相调制模式 ，这样可以有效降低电感电流脉动幅度以及输出电压纹波 。 如图 3 所示， 根据开关管不同的开关状态组合， TL-Boost 变换器共有 4 种 工作模态： （ 1）模态 1：开关管 S1 导通， S2 关断，输入电源经过 S1 C2 D2 形成回路； （ 2）模态 2：开关管 S1 关断， S2 关断，输入电源经过 D1 C1 C2 D2 形成回路； （ 3）模态 3：开关管 S1 关断， S2 导通，输入电源经过 D1
4、 C1 S2 形成回路； （ 4）模态 4：开关管 S1、 S2 均导通，输入电源经过 S1 S2 形成回路。 Ts/ 2d1d2t0t1t2t3t4iLS1S2Ts（ a） d0.5 图 3 TL-Boost 变换器电流变化规律 Fig.3 Current variation law of TL-Boost converter 当占空比小于 0.5 时， TL-Boost 变换器只工作在前三种模态；当占空比大于 0.5 时，工作在后三种模态。另外，只有模态（ 2）、模态（ 3）对直流中点电 位波动有影响，因此可以通过调节上下开关管占空比 d1、 d2 的大小，控制 TL-Boost 变换器的
5、工作模态，达到中点电位平衡控制的目的。 2.2 TL-Boost 变换器中点电位平衡控制 TL-Boost 变换器电感电流有断续模式和连续模式两种状态， 为简化分析，假设变换器电感电流连续， 则 输入输出 电压有如下 关系 ： 1 1 2 2(1 ) (1 )in dc dcU d U d U （ 5） 输入输出 关系同时受到 d1 和 d2 的影响， 为 实现总输入输出电压 与直流电容均压解耦 控制， 引入两个中间变量： 1212( )/ 2( )/ 2d d dd d d （ 6） 则 d1， d2 可表示为： 12d d dd d d （ 7） 将式 （ 5） 改写为： 12( 1 )
6、( 1 )( 1 )in d c d cdcU d d U d d Ud U d U （ 8） 式中 Udc=Udc1+Udc2； U=Udc1-Udc2。 当系统处于稳态时，式 （ 8） 中的第二项相对于第一项来说比较小，可忽略不计，说明增加均压环节，基本不改变原有的 TL-Boost 变换器输入输出关系。 下面结合第一章 1.3 节 得出 的 TL-Boost 变换器电荷 补偿 量 Q1，定量推导占空比调节 量 d的 表达式 ，以实现 中点电位精准平衡控制。 2.2.1 TL-Boost 占空比 d 小于 0.5 时中点控制策略 当 d0.5 时，变换器工作过程见图 4（ b） ，同理可得
7、到电感电流 iL 在一个控制周期内的变化规律 ： t0t1，开关管 S1、 S2 同时 导通，电感电流线性上升： 10 ( - -0.5 )in sLL U d d Tii L（ 18） t1t2，开关管 S1 导通 、 S2 关断，电感电流下降： 221 ( )(1 )d c in sLL U U d d Tii L （ 19） t2t3， 开关管 S1、 S2 同时导通 ，电感电流上升： 32 ( 0 .5 )+ in sLL U d d Tii L （ 20） t3t4，开关管 S1 关断 、 S2 导通 ，电感电流下降： 143 ( ) 1 ( )d c in sLL U U d d
8、Tii L （ 21） 对与 TL-Boost 中线电流有关的 t1t2、 t3t4 时间段进行积分， 即 可求得所需补偿的电荷量， 进而 得到 d 的表达式，求解过程和 d0.5 图 4 考虑中点电位控制的 TL-Boost 变换器电流变化规律 Fig.4 Current variation law of TL-Boost converter 第 44卷 第 504期 电测与仪表 Vol.44 No.504 2007年 第 12期 Electrical Measurement & Instrumentation Dec.2007 6 considering neutral point pot
9、ential control 2.3 TL-Boost 三电平逆变系统 综合控制策略 TL-Boost 三电平逆变系统综合控制策略主要包括 Boost 电感电流控制、逆变器直流电压控制、直流中点平衡控制、 逆变器并网电流控制等。 （ 1） 并网电流参考值由直流电压外环产生，为加快功率响应速度，通常还在电流参考信号上叠加输入 功率前馈项； （ 2）并网电流参考值与实际值做差得到电流误差信号，经过电流调节器产 生参考电压矢量； （ 3） 以参考电压矢量为输入，通过本文所述的SVPWM 不连续调制策略产生三电平逆变器开关信号 Sa、 Sb、 Sc 控制逆变器 开关管 动作； （ 4）以直流电压 Ud
10、c1、 Udc2、三相电流 iabc、开关信号 SaSbSc 为输入量，计算 TL-Boost 变换器所需补偿的电荷量 Q1； （ 5） 以 Q1、 Udc1、 Udc2、 Uin、 d 为输入量，通过 2.2 节所述算法计算 TL-Boost 占空比调节量 d； （ 6） 主占空比 d由 TL-Boost电感电流内环产生，d 与 d 组合计算得到 TL-Boost 上下开关管 S1、 S2 占空比 d1、 d2， 控制 TL-Boost 的开关管动作 。 在上述控制下， 逆变器 SVPWM 不连续 调制不需要考虑中点电位平衡问题，因而可以降低调制策略的复杂度 ， 设计调制策略时可着重考虑开关
11、损耗、输出波形质量改善等问题 ； TL-Boost 变换器 采用基于电荷量平衡的中点平衡控制，克服了传统 PI 调节带宽不足、响应速度慢的问题。 Ud c 1Ud c 2oUi nT L _ B o o s t 变 换 器三 电 平 逆 变 器L C L 滤 波 器电 网Sa 1Sa 2Sa 3Sa 4io 2M新 能 源 发 电 系 统S1S2坐 标 变 换 锁 相 环ia b cua b c电 压环 P IUd cU*d c+-S V P W M 不连 续 调 制电 流环 P I电 流环 P Iid-+iqi*q补 偿 电 荷量 Q1计 算 d 计 算模 块SaSbScUd c 1/ Ud
12、 c 2ia b cQ1B o o s t 调节 器Ui ni*L+-iLiL dd+-P W M生 成d1d2S1S2图 5 TL-Boost 三电平逆变系统综合控制框图 Fig.5 Integrated control strategy for system of TL-Boost converter and three-level inverter 3 仿真 结果与 分析 本文基于 PSCAD/EMTDC 电磁暂态仿真软件，搭建了 TL-Boost 变换器 /三电平逆变系统仿真模型 。 系统参数选取如下： TL-Boost 变换器输入侧电容值为 5 000 F，输入电感 L=1.68 m
13、H，逆变器上下电容C1=C2=300 F，逆变器输出 LCL 参 数为 ： L1=0.74 mH， Cg=55 F， L2=55 H。 3.1 三电平逆变器不连续调制策略 仿真 如图 6 为不加中点平衡控制时 SVPWM 不连续调制策略输出波形， 由图 6（ b） 、 （ c） 可见，在 a相电流峰值附近， a 相 维持输出正电平，对应的 a 相开关管不动作，不动作时间约占整个工频周期的 1/3左右，由于是在电流峰值处不动作，因此系统开关第 44卷 第 504期 电测与仪表 Vol.44 No.504 2007年 第 12期 Electrical Measurement & Instrumen
14、tation Dec.2007 7 损 耗 耗可降低超过 1/3。由 图 6（ d）可以看出，逆变器 直 流中点电位波动非常大，达到了 50 V 左右， a相 电 压输出正负电平也随着中点电位的波动而波动。受输出电压影响， a 相输出电流波形畸变较为严重，谐波畸变率达到了 4.5左右。 5000-500a相电压/V- 0 . 5 0 - 0 . 4 0 - 0 . 3 0 - 0 . 2 0 - 0 . 1 0 0 . 0 0 0 . 1 0 0 . 2 0 0 . 3 0 0 . 4 0 0 . 5 0 yU a b c V a o(a) a 相电压（对网侧中点） - 0 . 4 0 - 0
15、 . 3 0 - 0 . 2 0 - 0 . 1 0 0 . 0 0 0 . 1 0 0 . 2 0 0 . 3 0 0 . 4 0 yV a o4000-400a相电压/V(b) a 相电压 （对 直流中点 ） 250-25a相电流/A- 0 . 0 2 0 - 0 . 0 1 0 0 . 0 0 0 0 . 0 1 0 0 . 0 2 0 yI a b c（ c） a 相电流 - 0 . 0 6 0 - 0 . 0 4 0 - 0 . 0 2 0 0 . 0 0 0 0 . 0 2 0 0 . 0 4 0 0 . 0 6 0 yd e t o V o600-60不平衡电压/V(d) 不平衡
16、电压 图 6 自然状态下三电平逆变器不连续调制 Fig.6 Discontinuous modulation of three-level inverter in natural sate 4000-400- 0 . 4 0 - 0 . 3 0 - 0 . 2 0 - 0 . 1 0 0 . 0 0 0 . 1 0 0 . 2 0 0 . 3 0 0 . 4 0 yU a o U a b c P u l s e I a b c _ 3 0 0 E a b ca相电压/V(a) a 相电压 250-25- 0 . 0 2 0 - 0 . 0 1 0 0 . 0 0 0 0 . 0 1 0 0 .
17、 0 2 0 yI a b ca相电流/A（ b） a 相电流 600-60- 0 . 0 6 0 - 0 . 0 4 0 - 0 . 0 2 0 0 . 0 0 0 0 . 0 2 0 0 . 0 4 0 0 . 0 6 0 yd e t o V o不平衡电压/V(c) 不平衡电压 图 7 带中点电位滞环控制的三电平逆变器不连续调制 Fig.7 Discontinuous modulation of three-level Inverter with neutral-point potential hysteresis control 如图 7 为带中点电位滞环控制的 SVPWM 不连续调制
18、策略波形，由图 7（ c）可见， 基于 滞环 的不连续 控制可以很好的实现中点电位平衡，中点电位波动幅度限制在给定滞环宽度内（ 40 V、 20 V、 5 V），输出电流波形质量得到了 较为明显的改善；然而，随着滞环宽度的缩小，开关管的不动作时间越来越短，不动作区域也发生了变化，如图 7（ a）所示，当滞环宽度 由 40 V 降到 5 V 时， 开关管不动作区域由 33.3降到 9左右，此时不连续调制开关次数与连续调制相差无几 ，失去了 了低开关损耗的优势。 3.2 基于 TL-Boost 变换器中点电位平衡控制仿真 如图 8 所示，采用本文所提的基于 TL-Boost 动态电荷量补偿的中点电
19、位平衡策略后，中点电位平衡得到了有效控制，中点电位波动限制在 3 V 以内，输出波形质量得到了有效改善，输出电流谐波畸变第 44卷 第 504期 电测与仪表 Vol.44 No.504 2007年 第 12期 Electrical Measurement & Instrumentation Dec.2007 8 率 由 4.5 降到 2左右；并且，在投入中点电位平衡控制后，不连续调制策略仍保持在大电流附近不动作，克服了传统不连续调制采用滞环中点电位平衡控制造成开关损耗增加的缺点。 - 0 . 4 0 - 0 . 3 0 - 0 . 2 0 - 0 . 1 0 0 . 0 0 0 . 1 0 0
20、 . 2 0 0 . 3 0 0 . 4 0 yV a o U a b c4000-400a相电压/V(a) a 相电压 - 0 . 0 2 0 - 0 . 0 1 0 0 . 0 0 0 0 . 0 1 0 0 . 0 2 0 yI a b c250-25a相电流/A（ b） a 相电流 - 0 . 0 6 0 - 0 . 0 4 0 - 0 . 0 2 0 0 . 0 0 0 0 . 0 2 0 0 . 0 4 0 0 . 0 6 0 yd e t o V o600-60不平衡电压/V(c) 不平衡电压 图 8 基于 TL-Boost 三电平逆变器中点电位平衡策略 Fig.8 Neutra
21、l potential balance strategy based on TL-Boost three-level inverter 4 结束语 文中提出了一种 二级式 TL-Boost 三电平逆变器SVPWM 不连续调制方法及其中点电位平衡策略， 基于大电流不动作原则 设计 SVPWM不连续调制策略 ，降低 了 逆变器开关管动作次数 ；结合前述调制策略，计算逆变 器中点电荷补偿量大小，推导出 TL-Boost变换器 占空比调整量 d 表达式 ， 精确 调整 TL-Boost上下开关管动作时 间， 克服了传统不连续调制策略中点电位波动较大、基于 PI 调节器的 TL-Boost 变换器 均压
22、环带宽不足等问题。 仿真结果表明，所述 方法能充分发挥 SVPWM不连续调制 低开关损耗的优势 ， 并实现 中点电位 精准 平衡 控制，非常适用于二级式 TL-Boost 变换器 /三电平逆变系统 。 参 考 文 献 1 Rodriguez, S. Bernet, P.K. Steimer et al. A Survey on Neutral-Point-Clamped InvertersJ. IEEE Transactions on IndustrialElectronics, 2010, 57(7): 2219-2230. 2 S. L. An, X. D. Sun, Q. Zhang,
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24、ching FrequencyJ. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, vol. 31(9): 6428-6441. 4 周京华 , 沈传文 , 苏彦民 . 多电平逆变器不连续空间矢量调制策略 的研究 J. 电力电子技术 , 2005, (5): 18-20. Zhou Jinghua, Shen Chuanwen, Su Yanmin. Research on Multi-levelInverter Discontinuous Space Vector Modulation StrategiesJ. Power Electronics
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30、Level Boost Converter and an NPC Inverter for High-Power PMSG-Based Medium Voltage Wind Energy Conversion SystemsJ. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(10): 5308-5322. 11C. Xia, X. Gu, T. Shi and Y. Yan, Neutral-Point Potential Balancing of Three-Level Inverters in Direct-Driven Wind En
31、ergy Conversion SystemJ. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2011, 26(1): 18-29. 作者简介 ： 王冕 （ 1990 ）， 男 ， 中级工程师 ，博士，主要 从事 配网自动化 ， 新能源发电 技术研究。 Email： 谈 竹奎 （ 1975 ），男 ， 高级工程师 ， 硕 士 ， 主要 从事 智能电网 ，配网自动化研究 。 Email： 赵远凉 （ 1972 ） ， 男 ， 高级 经济师 ，硕 士 ， 主要 从事 电力需求侧管理 ，电动汽车充电技术 ， 市场营销研究 。 Email： 杨林（ 1993 ），男，广东吴川人 ， 在读硕士研究生，主要从事 电能 质量分析与控制 ， 新能源发电 研 究工作。 Email： 曾江（ 1972 ），男，江西萍乡人 ， 副教授，博士，主要研究方向为配网自动化、电能质量分析与控制。 Email： 刘斌 （ 1988 ）， 男 ， 中 级工程师 ， 硕士， 主要 从事 配网自动化 ，新能源发电 研究 。 Email： 收稿日期： 2017-08-16；修回日期： 2017-10-17 （焦阳 编发） 电测与仪 表 杂志社
