1、分类号密级UDC编号10486武汉大学硕士学位论文24GHZ接收机模拟前端设计与实现研究生姓名学号指导教师姓名、职称学科、专业名称电子与通信工程研究方向雷达接收机二零一二年四月DISSERTATIONSUBMITTEDTOWUHANUNIVERSITYDESIGNANDIMPLEMENTATIONOF24GHZRECEIVERANALOGFRONTENDBYJINHUAWANGDISSERTATIONSUPERVISORPROFESSORYUNHUARAOSCHOOLOFELECTRONICINFORMATIONWUHANUNIVERSITYWUHAN，HUBEI，PRCHINAAPRIL,2
2、012郑重声明本人的学位论文是在导师指导下独立撰写并完成的，学位论文没有剽窃、抄袭、造假等违反学术道德、学术规范和侵权行为，否则,本人愿意承担由此而产生的法律责任和法律后果，特此郑重声明。学位论文作者（签名）I摘要由于射频部分要处理的是宽带的高频模拟信号，如何实现高频时的匹配和满足实际的性能指标是本课题设计的难点，本文对24GHZ宽带接收机模拟前端进行研究，基于MAX2829的RF方案，完成了模拟前端的具体实现，最后结合项目实际需要对超外差二次变频方案进行了设计和仿真。首先，简单介绍了24GHZ接收机的背景、意义及其研究现状。其次，基于24GHZ接收机技术，介绍了常用接收机结构，分析了这些接收
3、机的优缺点及其适用场合，然后介绍了接收机模拟前端的主要技术指标。再次，根据常用接收机的结构和实际的设计需要，给出了本文基于MAX2829的24GHZ接收机模拟前端的结构，在理论上分析了所采用的接收机的性能指标，并实现了接收机模拟前端和对模拟前端的调试。测试结果表明该系统基本满足了基带对模拟前端的要求。最后，结合超外差二次变频接收机结构的优点，对超外差二次变频方案进行设计与仿真，对关键模块作了深入的理论分析，给出了其性能参数及其设计方法，并使用ADS2011对接收机系统中的关键模块进行了设计和仿真。关键词接收机模拟前端零中频低噪声放大器IIABSTRACTASTHERFSECTIONTODEAL
4、WITHISTHEBROADBANDHIGHFREQUENCYANALOGSIGNAL,HOWGETTOMATCHINTHEHIGHFREQUENCIESANDTOMEETTHEACTUALPERFORMANCEISTHEDIFFICULTYOFTHEDESIGNOFTHISTOPICWECHOOSETHEZEROIFARCHITECTURERECEIVERBYMAX2829RFPROGRAM,TOCOMPLETETHECONCRETEREALIZATIONOFTHEANALOGFRONTENDFORTHEWIDEBANDRECEIVERANALOGFRONTENDFOR24GHZBAND，A
5、TLAST，WEDESIGNANDSIMULATETHESUPERHETERODYNEDOUBLECONVERSIONPROGRAMACCORDINGTHEACTUALNEEDSOFPORJECTFIRSTLY,THEPAPERINTRODUCESABRIEFBACKGROUND、SIGNIFICANCEOFTHE24GHZBANDRECEIVERSANDRESEARCHOF24GHZBANDRECEIVER。SECONDLY,BASEDONTHE24GHZBANDRECEIVERTECHNOLOGY,ABRIEFINTRODUCTIONTOTHECOMMONRECEIVERSTRUCTURE
6、,THEPAPERANALYZETHEADVANTAGESANDDISADVANTAGESOFPOSSIBLEAPPLICATIONSOFTHESERECEIVERS,ANDTHENDESCRIBESTHEMAINTECHNICALINDICATORSOFTHERECEIVERANALOGFRONTENDAGAIN,ACCORDINGTOTHECOMMONRECEIVERSTRUCTUREANDDESIGNNEEDS,GIVENTHESTRUCTUREOFTHEBROADBANDRECEIVERANALOGFRONTENDOFTHISARTICLE24GHZBAND,ANDTHEPAPERTH
7、EORETICALLYANALYZETHEPERFORMANCEOFTHERECEIVERANDTHERECEIVERANALOGFRONTENDANDANALOGFRONTENDDEBUGGINGTHETESTRESULTSSHOWTHATTHESYSTEMWELLPOSITIONEDTOMEETTHEREQUIREMENTSOFTHEBASEBANDANALOGFRONTENDFINALLY,COMBINGTHEADVANTAGESOFTHESUPERHETERODYNEDOUBLECONVERSIONRECEIVERARCHITECTURE,WEDESIGNANDSIMULATESUPE
8、RHETERODYNEDOUBLECONVERSIONPROGRAMANDMADEANINDEPTHTHEORETICALANALYSISOFTHEKEYMODULESNOTONLYWEGAVEITSPERFORMANCEPARAMETERSANDITSDESIGNMETHOD,BUTALSODIDUSETHETHEADS2011TOOLSSOFTWAREKEYMODULESINTHERECEIVERSYSTEMDESIGNANDSIMULATIONKEYWORDSRECEIVER；ANALOGFRONTEND；ZEROIF；LOWNOISEAMPLIFIERIII目录摘要IABSTRACTI
9、I第一章绪论111研究背景与意义11224GHZ模拟接收机发展现状213主要内容与章节安排3第二章模拟接收机421模拟接收机的结构4211超外差式接收机4212零中频结构接收机6213低中频接收机8214镜像抑制接收机10215数字中频接收机1122接收机的主要技术指标12221噪声系数12222接收机灵敏度13223接收机选择性和线性度14224接收机的动态范围20第三章基于MAX2829模拟前端的设计2231接收机模拟前端电路结构2432理论指标的计算2533模拟前端与天线的匹配电路设计仿真27331阻抗匹配的重要性27332匹配的基本原理28333匹配电路ADS的仿真30第四章基于MAX
10、2829模拟前端的具体实现3341电路原理图的设计3342PCB的设计要点3443电路测试37431测试工具设备介绍37432测试及其结果分析38第五章超外差结构接收机模拟前端设计41IV51超外差结构接收机系统的方案设计41512超外差结构接收机的指标分配42513超外差结构接收机系统性能仿真4352超外差接收机射频前端关键模块的设计与仿真45521低噪声放大器的设计45522射频带通滤波器的设计50第六章总结和展望52参考文献53致谢571第一章绪论11研究背景与意义近几年来，随着无线通信的蓬勃发展，使得无线通讯技术的研究也日渐深入。随着一些技术特别是超大规模集成电路技术、微电子技术、射频
11、技术、计算机技术、嵌入式系统、数字信号处理技术、网络技术的飞速发展，使得便携式设备以其便携性越来越受到了人们的青睐，例如具有高性能的DSP处理机等。伴随着信息技术的飞速发展，信息交流越来越频繁，人们对计算机的依赖也迅速增加，通信的需求扩大，用户要互连的计算机数量迅猛增长，其存在类型也更加复杂。通信量的迅速增加促进着网络技术和通信技术的发展，人们可以根据不同需求从而选择不同的网络方案，人们可以自由的选择不同的网络方案，但是对于传统的有线网络由于受环境条件或设计的制约，特别是当涉及到的有线网络需要移动和重新布局时，有线网络的缺点就会体现出来，在地理、逻辑和资金方面会存在一系列的棘手的难以解决的问题
12、。因此考虑发展具有可实施的无线通信将它作为对现有数据交换连接的扩充部分成为了一种必要。伴随个人通信数据的迅猛发展，人们对于无线通信网络需求也不断提高，迫切希望打破数据通信受地域和客观条件制约，从而能够“实现任何人在任何地方、在任何时候与任何其他人可以进行任何样方式的通信”。通信方式由有线向无线，由固定向移动，由单一业务向多媒体业务发展是对传统计算机网络和通信网络的要求，无线局域网（WLAN）作为个人通信的重要组成部分，掀起移动通信的新的浪潮，可以看见在现实以及未来的社会中其必将得到非常广泛的应用。无线局域网出现的时间比较早，最早可认为在1971年由夏威夷大学开发的基于封包式的ALOHANET。
13、为了克服因地理环境恶劣而造成的网络布线困难，而采用无线电台来替代电缆线。但是其标准化工作起始于20世纪80年代的末期，IEEE802的委员会在IEEE8024L任务组下开始了标准化无线局域网的工作，成立独立的IEEE80211任务组，并于1990年接受了NCR公司关于“CSMA/CD的无线媒体扩充”提案，委员会负责并制定物理层以及控制（MAC）协议媒体访问标准。随后，IEEE80211任务组发起了成立专题研究小组，并召开了关于IEEE80211专题的第一次会议。在1997年6月26日，该小组完成了IEEE80211的标准制定，并在1997年11月26日发布该标准。从1998年开始，许多厂家商家
14、先后推出基于IEEE80211标准的无线局域网产品，工作频率大都在24002483GHZ频段，而传输速率可达12MBPS与此同时，欧洲成立了高速无线局域网（HIPERLAN）的标准化组织，该标准化组织获得了513GHZ535GHZ和171GHZ173GHZ两个200MHZ的频段。1997年标准化组织完成2HIPERLAN1标准的制定，这些促使了FCC发放包括515535GHZ和57255825GHZ频段。其中，用于室内的515525GHZ，最大的输出功率为200MW；用于校园的525535GHZ，其最大的输出功率为250MW；而频段57255825GHZ主要用于社区网络，输出功率最大为1W。但
15、是IEEE80211速率最高却只能达到2MBPS，在传输速率上人们的需要得不到满足，因此在后续不断研究于1999年9月又提出了IEEE80211A和IEEE80211B标准，这两种标准允许通过的最大传输速率为54MBPS和11MBPS。2003年6月，又通过了仍工作于24GHZ频段的IEEE80211G标准，它与IEEE80211B兼容，允许最大的传输速率为54MBPS。同时，HIPERLAN2标准也制定已经完成，与IEEE80211A类似，其工作于5GHZ频段，最大的传输速率为54MBPS。1224GHZ模拟接收机发展现状近年来，无线数字通信技术的应用正越来越广泛，而接收机作为通信系统的重要
16、组成部分，而其正面临着一系列的问题，如高集成度、工作频率、低电压、低价格、低功耗的挑战和问题。模拟前端作为接收机的重要组成部分，要想提高接收机的集成度，提高接收机中模拟前端的集成度就变得很关键。目前常见的接收机模拟前端结构有超外差、零中频、低中频、宽带中频和镜像抑制接收机等、数字中频接收机也在设计中得到逐步应用。要实现24GHZ频段接收机就必须实现硬件电路，而在宽带接收机硬件电路实现的难点是模拟前端射频电路的设计。模拟前端射频电路的设计就是要对电磁信号的电路进行设计，当信号的频率达到GHZ以上时，组成电路的元件以及传输线的尺寸与电磁信号的频率的波长相近或相当。这时候就不能忽略信号在传输的过程中
17、的滞后、趋肤1、辐射效应的影响。这时就不能用低频集总参数设计方法这种传统的方法去设计电路了。与此同时，高频谐波部分很容易通过元件或电路板辐射出去，从而对其他设计模块会产生一定的噪声或者干扰。对于“高频”效应所造成的负面影响我们是要限制的，如串扰、信号污染还有寄生的效应等。再者，伴随无线通信技术迅猛发展，传输数据的数据量也越来越大，因此这样移动通信系统会对移动通信设备的要求更高，更新。在带宽的加大和提高最终产品功能市场需求的推动下，现在的设计需要有更高的频率范围，复杂性也不断提高。目前无线移动通信信道情况相当恶劣，这也对设计射频级提出了比较严格的性能指标要求，需要达到对低噪声、好的信号选择性、高
18、动态范围以及低功耗的要求就必须通过复杂电路的设计来实现。频率的更高范围，增加了射频级电路的设计难度。于此同时，无线移动通信终端设备的趋于小型化，用在移动终端通信设备射频电路中的晶体管和集成电路3用得少，使得射频级电路设计成为宽带接收机设计的主要难点之一。归结起来有1由于基带可以完全使用成熟的数字集成电路，而模拟前端集成的射频电路目前还处于发展的阶段，有些器件还需要外部给予，比如电感无法完全集成；模块与模块存在匹配问题，这些都会给设计造成一些困难。2现有的设计射频芯片问题，使得射频系统的设计无论是在系统级还是在电路级总是有冗余，效率不高。3对射频模拟前端电路来说，计算机的辅助分析和综合工具还处于
19、起步阶段，利用这些工具进行的分析和综合得出的结果只能起到参考作用。因此在目前的射频电路软件中，如ADS，对射频的部分器件的非线性、时变性、不稳定性和电路的分布参数以及一些外部器件还缺乏精确的模型，因此射频电路的设计问题在很大程度上还得依赖工程师的调试和经验。13主要内容与章节安排本论文的项目背景就是利用24GHZWLAN信号进行无源探测，国内外的研究表明可以利用WLAN信号进行无源探测，其有以下几点优势（1）无线局域网在国内已经普及，尤其是重要办公场所、机场车站、宾馆酒店、居民小区等公共场所都被该信号所覆盖。（2）WIFI信号无线接入点密布，有利于由众多WIFI基站构成雷达网络，易于扩展探测范
20、围。（3）大带宽的WIFI信号主要工作在24GHZ，这使其在具有较高距离分辨率的同时对建筑物具有较强的穿透性，无探测盲区。（4）探测具有低成本、低功率、隐蔽性好、生存能力强等优势。本文主要论述了24GHZ频段的宽带接收机技术，着重分析了宽带接收机模拟前端的电路结构，对模拟前端与天线匹配进行了仿真，以及24GHZ频段接收机模拟前端的实现。第二章前半部分主要介绍了常用的接收机结构，同时针对不同的接收机不同特点进行了分析，后半部分主要介绍了接收机的一些射频主要技术指标，如噪声系数、噪声基底、灵敏度、1DB压缩点、动态范围等常用的衡量射频性能的指标。第三章主要是描述本文所选用的接收机模拟前端结构以及模
21、拟前端的电路设计。然后结合具体天线的参数与电路板间作了匹配仿真。第四章中主要是模拟前端的电路实现和电路调试。第五章结合项目实际需要，设计超外差二次变频接收机方案，对整个链路和关键模块进行了ADS仿真。第六章对论文所取得的成果和不足进行总结以及下一步工作的计划。4第二章模拟接收机21模拟接收机的结构接收机基本上是由放大器、滤波器、混频器等部件将模拟输入信号放大、滤波并进行若干次频率搬移或变换，再通过ADC采样，送计算机或DSP作进一步处理。211超外差式接收机1917年，ARMSTRONG发明了超外差式接收机结构，由于在该结构如图21中使用了中频这一概念，因此又被称为中频接收机。一直以来，由于理
22、论基础和实践背景已经非常成熟，一次超外差结构获得了广泛的应用。然而，由于在该结构中由于需要抑制镜像信号，就需要使用到高阶带通滤波器，因此难以该结构集成。IMGREJRFBPFIFBPF90BASEBANDLPFBASEBANDLPFBASEBANDADCBASEBANDADCRFLOAGCIFLOIQIQRFSTAGERFTOIFIFTOBASEBANDLNARF图21超外差接收机原理框图在该结构中，RF信号经带通滤波器滤除带外干扰，低噪声放大器LNA放大，以减少后即电路噪声的影响，LNA的输出经镜频抑制滤波器可以滤除镜频信号镜频抑制，后信号送入混频器输入端与频率可调谐的本振信号进行混频，变频
23、到固定中频。中频信号经过高Q值的选择滤波器、放大器处理后送入第二级变频器，与固定频率的两路正交本振信号混频、产生同相和正交两路信号输出，再经低通滤波器后得到两路基带，然后在基带内完成低通滤波、相位补偿、均衡、数字化等处理工作。在超外差结构系统中各信号的频谱关系如图22所示，其中变频级多采用一次变频或二次变频方案。5RF拐点频率越低时，但是信号的群延时越长。对于大部分的调制信号而言，中心频率附近频谱的能量较大，携带信息在基带进行交流耦合后，会损失低频分量，导致误码。因此，交流耦合的方法虽然简单，但应用却并不多见。另一种使用普遍的方法是反馈电路的构造，消除直流寄生失调。此方法既可以在数字域上完成，
24、也可以在模拟域上实现。在数字域进行处理则是用DPS算法检测失调信号5的变化，然后将失调分量通过数模变换反馈到模拟前端和接收信号相减，消除影响。在模拟域上完成消除直流寄生失调的好处是可以降低A/D转换器的动态范围，进而数字信号处理部分的难度得到降低。但是这两种方法使电路功耗和复杂度增加。文献1使用两级下变频也称为非直接变频代替直接下变频，先将射频信号下变频到一个较高的中频，再直接下变频到基带，一方面，由于在第二次下变频时使用的本振信号频率低且固定，因而泄漏较小，直流失调相对稳定，可以容易地去除；另一方面，混频器的1/F噪声也随之降低。这种结构的问题在于需要选择合适的中频频率，使最前端的带通滤波器
25、可以提供足够的相对于第一本振的镜像信号抑制。简而言之，零中频结构接收机的结构较简单，对镜像信号的抑制要求也不高，可以做到有很高的集成度。由于零中频结构接收机的电路单元少，且集成度高没有片外的无源元件，功耗也随之较小。从提高接收机整体集成度、简化模拟电路的设计、以及减少功耗和节约成本的角度来出发，零中频接收机不失为一种颇佳的选择。213低中频接收机为了避开零中频接收机的直流寄生失调和1/F噪声的干扰，一种直接的思路就是把它们和有用的信号从频谱上分开来，因为零中频接收机的直流寄生失调和1/F噪声都存在于低频。这时，接收到信号不再直接变频到基带，而是变频到一个较低的中频。这种接收机的结构称为低中频接
26、收机，在电路形式上，低中频结构与零中频结构基本相同，不同的一点是低中频结构6比零中频结构的中频要稍高些，一般在通道带宽的1至2倍的频率处。其原理框图如图25所示，其工作过程为天线接收的信号，经射频带通滤波器滤波之后进入到低噪声放大器（LNA）然后再进入正交混频器，产生两路同相的正交的输出信号，这两路信号9在分别经过带通滤波器后进入A/D转换器。RFBPFLNA90BPFBPFBASEBANDADCBASEBANDADCIQIQLORF图25低中频结构原理框图低中频结构与超外差式接收机相比，不同处就是不需要高频带通滤波器，集成度好，功耗更低它与零中频结构接收机相比，解决了零中频结构中存在的直流寄
27、生失调7和闪烁噪声8等低频干扰问题。因此作为集成接收机设计的可选择结构之一。但是，下变频以后的频率从基带变成低中频，由于中频较低，镜像频率9离射频滤波器的中心频率不远，所以带来了镜像信号抑制困难和双路信号匹配的问题。在零中频结构接收机中，镜像信号其实就是信号自身，因此对镜像抑制的要求是很低的。但是对于低中频结构接收机而言，镜像信号有可能较有用的信号在能量上会高很多，需要较大的镜像的抑制和两路正交信号的精确的匹配，因此这就是该结构它的缺点。一般的IQ两路正交结构的镜像抑制大约只能提供到26DB，还远远达不到要求，所以需要加以校正，或者采用更高精度的匹配的电路结构。在采用适用的校正算法上，可以利用
28、GRAMSCHEMITS重正交算法；还有导频校正幅度和相位失配算法10等。电路结构的实现上，可以采用IQ平衡正交下变频结构。在不需要有额外的校正电路情况下，该结构相位精度可达到03。除此之外，低中频结构接收机在频点的选择有一定的限制。一方面，为减小接收信号的动态范围，中频的频率是越低越好，另一方面，为了尽量降低直流失调、L/F噪声干扰，中频需要高一些，所以在两者间需要权衡采取预滤波。对于蓝牙系统而言，该系统对射频前端的指标要求不高，它使用的调制信号是GFSK的，主要是低频分量携带有信息，故不适合用零中频结构接收机，因此适用低中频结构。因为低中频接收机有比较好的集成度，能够克服零中频结构接收机存
29、在的直流寄生失调和1/F噪声11的干扰。它适用于对镜频信号抑制要求不高，有用信号在中心频率携带信息的场合。大多数24GHZ蓝牙通信系统接收机都采用的是低中频结构。10214镜像抑制接收机超外差式接收机可以通过外接镜像抑制滤波器来滤除镜像频率干扰。镜像抑制接收机则通过改变电路结构来抑制超外差式接收机中的镜像干扰。考虑到镜像频率IM和信号频率RF分别位于本振频率LO的两边，采用某些处理会对它产生不同的影响。镜像抑制接收机的结构有两种，第一种如图26所示，它也称为HARTLEY结构。LPFLPFTW1SINTW1COS90IFRF图26HARTLEY镜像抑制接收机原理图在这种结构中，两路相互正交的本
30、振信号与输入的射频信号混频，再将其中一路相移90，然后叠加，就可以得到抑制镜像频率的中频信号。这种结构的接收机要真正做到抑制镜像干扰的关键在于两点。一是两条支路必须完全一致，其中包括本振信号的幅度、混频器增益、低通滤波器的特性必须一致。二是正交要精确，即两路的本振信号要精确地相差90，否则镜像频率不可能完全抑制。镜像抑制接收机的另一种结构如图27所示，称为WEAVER结构。在这种结构中，用第二个正交混频器代替了90移相器。由于第二次混频的中频不是零，也就可能存在镜像频率干扰的问题。LPFLPFTW1SINTW1COSTW2COSTW2SINRFIF图27WEAVER镜像抑制接收机结构原理图HA
31、RTLEY和WEAVER接收机都是镜像接收机。由于在HARTLEY接收机中，一般采用RC移相网络来实现移相90，但RC移相网络对失配很敏感，镜像抑制的精度有限，且大的电阻和电容也不易实现片上集成，所以该结很少被使用。WEAVER接收机使用两个混频器代替了RC移相网络12。由于混频器的匹配优于RC移相网络，且容易集成，所以WEAVER接收机优于HARTLEY接收机。11215数字中频接收机为了解决中频选择中碰到的“灵敏度”和“选择性”的矛盾，可以采用二次混频方案，如果将第二次混频和滤波数字化。这种接收机称为数字中频接收机。如图28所示，第一次混频后的信号经放大直接进行A/D变换，然后采用两个正交
32、的数字正弦信号做本振，采用数字相乘和滤波后得到基带信号。BPFBPFTWLOCOSADCMIXERMIXERDIGITALSINESINWTCOSWTLPFLPFRFLNAAGC图28数字中频接收机结构原理图采用数字混频的优点是，数字处理方法可以避免I/Q两路的不一致。数字中频接收机的设计难点在于对A/D变换器的要求较高，具体体现在以下几点1I中频采用高中频值，以提高镜像频率抗拒比（接收机抑制镜像频率干扰的能力）。图中的第一第二个带通滤波器主要完成频带选择和滤除镜像频率。由于I中频相对比较高，因此要求A/D变换器的速度也很高。2I中频的信号虽然经过了放大，但幅度仍较小，这就要求A/D变换器有较
33、高的分辨率和较小的噪声。3如果I中频的滤波器不能很好的滤除镜像频率干扰和其他频率的干扰信号，为了防止由互调失真等原因引起的对有用信号的影响，要求A/D变换器的线性度很高。4要求A/D变换器有较大的动态范围，这是因为接收到的有用信号电平可能因为传输路径的衰落13和多径效应14而变化。5A/D变换器的带宽应和I中频信号一样。在数字中频接收机的结构中，由于不需要将中频信号变换为模拟基带信号，避免了低频失调和噪声的影响。另外，接收机直接在数字域完成信号解调，可以充分发挥数字电路的功能，处理多种调制方式的信号，灵活性很高。数字中频接收机可以简化模拟前端电路，将数字电路向射频电路靠拢，这是未来接收机的一个
34、活跃的研究方向。1222接收机的主要技术指标221噪声系数一个理想的模拟前端，本身只放大天线所输入的信号和噪声，而不另外引入其他噪声；但实际上，模拟前端总是要产生内部噪声的，因此在输出的噪声中，除了天线的热噪声外，还有模拟前端本身的噪声。噪声系数就是一个表征模拟前端内部噪声大小的物理量。用IS表示模拟前端输入信号功率，功率，表示模拟前端输入噪声ININ/SI表示模拟前端输入端的信噪比；用0S表示模拟前端输出信号功率，0N表示模拟前端输出噪声功率，00/NS表示模拟前端输出端的信噪比。噪声系数定义为输入端信噪比与输出端信噪比的比值，用公式表示为00/NSNSFII（21）其中，输入噪声功率IN可
35、以表示为KTBNI（22）其中，K为波尔兹曼常数，K138/1023KJT为输入端噪声温度，单位为K；B为输入端噪声带宽，单位为HZ。在通常情况下，噪声系数F1这是因为模拟前端不是理想的，总是存在着内部噪声。噪声系数表征了模拟前端内部噪声的大小，其值越小越好。关于噪声系数的几点说明1、噪声系数仅适用于模拟前端的线性部分和准线性部分的电路，即混频器以前的部分。2、为了确保噪声系数的单值确定性，需要规定噪声输入功率IN以天线的等效电阻AR在室温0T290K所产生的热噪声为依据标准，因此噪声系数由模拟前端本身的参数所确定。3、噪声系数是没有单位的，一般用分贝表示NF10LGDBF4、对于噪声系数的概
36、念与定义，可以推广至任何的无源或有源的四段网络。一般说来，模拟前端是由滤波器、放大器、混频器等器件级联组成的，如图29所示F1G1F2G2F3G3FNGNSINIS0N0图29级联噪声系数级联噪声系数可表示为13121213121111NNGGGFGGFGFFF（23）其中，NF为第N级的噪声系数，NG为第N级的增益。例如，计算如图210所示级联系统的噪声系数。低噪声放大器混频器中放滤波230AAFDBGDB8MLDB220IFIFFDBGDB图210级联的噪声系数的计算插入损耗系数ML可以看成器件的负增益值和噪声系数，即MG8DB，8DBFM首先，求图210中各器件对数值指标所对应的倍数，即
37、得到591AF，1000AG，316MF，1580MG，591IFF，100IFG。将这些倍数值带入式23，我们就可以计算出级联的噪声系数。11MIFAAAMFFFFGGG159（6311）/10001591/1000015815900053100037160对噪声系数取对数，NF10LGF10LG160204DB。由式23可以看出，系统中前几级的噪声系数对系统影响较大，特别是第一级的影响最大。因此，选择位于系统前端的器件时，应尽可能选择噪声系数小的，以保证系统整体的噪声性能。需要注意的是，对于滤波器等没有噪声系数和增益值的器件，噪声系数和增益可以由其插入损耗15得出，即噪声系数等于插入损耗，
38、增益等于插入损耗的负值。222接收机灵敏度接收机的灵敏度表征的是接收机接收微弱信号的额能力，是衡量模拟前端微弱信号能力的重要指标，定义为在保证一定输出信噪比的情况下，模拟前端所要求的最小输入信号功率。接收机的灵敏度是指当接收机正常工作时能从接收天线上所感应到的最小信号（电势，场强或功率），能够接收的信号越弱，则接收机的灵敏度越高。接收机正常工作包含两个方面输出信噪比要达到一定的要求；输出功率要达到一定的要求。影响接收机灵敏度的主要因素有接收机等效带宽噪声功率和接收机的内部噪声，以及终端解调所需的信噪比要求。对于既定的解调方式，接收机的灵敏度主要由其噪声系数16决定。灵敏度分两种情形若接收机的内
39、部噪声比较小时，只要接收机输出的额定功率就可以正常工作，此时在天线上所感应到的最小14的信号就称为额定灵敏度或者绝对灵敏度；而当接收机其内部噪声比较大时，在保证一定的输出信噪比的情况下接收机工作正常，这时天线所感应到的最小信号我们就称为实际灵敏度或者相对灵敏度17。其中计算灵敏度的公式如下所示DNFBTKPS0MIN（24）K为玻尔兹曼常数，0T为室温，B为等效频带噪声带宽（工程上常用3DB）,D指识别系数，具体是指基带所能识别的最小的信噪比信号，212121/1/1GGNFGNFNFNF为系统级联的噪声系数。用DB将上式表示为DHZBNDBMDBPFSLG10LG10LG10174MIN（2
40、5）当D1时，LG10LG10174MINHZBNDBMDBPFS（26）此时的MINSP称为临界灵敏度。噪声基底是指在系统增益足够的情况下，系统能够处理的最微弱信号的功率。由前面有关灵敏度的概念可知，噪声基底可理解为在不考虑输出信噪比的情况下，模拟前端所能检测出最小输入信号功率，用公式表示为NFBHZDBMPNFLG10/174（27）其中，输入端噪声带宽B的单位为HZ；噪声系数的单位为DB；噪声基底NFP的单位为DBM由上述两式可得噪声基底与灵敏度之间的关系MIN00MIN,/NSPSNFI（28）223接收机选择性和线性度线性度是描述系统失真的技术指标。在理想情况下，输出功率随着输入功率
41、的增加以增益为倍数线性变化，但实际上系统不是理想的，只能在一定输入功率范围内保持以增益为倍数线性变化。若输入信号为小信号，系统工作在饱和区，输入和输出不再呈线性关系，称之为进入了压缩或饱和状态。根据输入信号的大小，一般可以用三种逼近方法来描述非线性器件的特性第一种方法是用解析函数18来描述器件的伏安特性；第二种方法是将器件的伏安特性在其工作点处用幂级数展开；第三种方法是当输入信号较大时，用分段折线来描述器件的非线性。本文采用第二种逼近方法来描述器件的非线性。用幂级数将器件的伏安特性在其工作点处展开时，通常取前三项进行分析。此时有332210IIICVAVAVAAI（29）设输入端仅有单频余弦信
42、号输入COSTWATVII（210）将式210带入式29中，可得输出电流表达式153COS42COS2COS43233122331220TWAATWAATWAAAAAAAIIIC（211）从式211可以看出，输出电流中不仅含有输入的有用分量，即基波分量，还出现了直流分量和各次谐波分量。当输入信号的幅度较小时，输出的高次谐波可以忽略。但随着输入信号幅度的增大，电路不再呈现线性状态，电路的增益开始发生变化。已知信号的平均跨导为23143AAAGM，通常来说3A是小于0的，即平均跨导是随输入信号的幅度的增加而减小的，这就是增益压缩。实际输出信号功率比理想线性增益的输出信号功率下降1DB时所对应的输入
43、信号功率定义为1DB压缩点，1DB压缩点示意图如图211所示1DB输出功率输入功率1DBP图2111DB压缩点示意图1DB压缩点是用来定量描述系统在大信号输入时失真特性的指标，即当输入功率增加10DB时，输出功率只增加了9DB。由可得1DB压缩点的公式DBAAAA1LG2043LG201231（212）即，3111450AAADB在输入端同时加入两个不同频率21WW、的输入信号时，即COSCOS22111TWATWATV（213）将式213代入式29可得输出电流表达式16322113222112221110COSCOSCOSCOSCOSCOSTWATWAATWATWAATWATWAAAIC（2
44、14）将上式展开，可知输出电流中出现了新的频率分量，称之为互调分量TWWAAATWWAAAWWWCOSCOS212122121221（215）TWWAAATWWAAAWWW2COS432COS43221221321221321（216）TWWAAATWWAAAWWW2COS432COS43212221312221312（217）其中在上述三个式子中，式215所示互调分量称为二阶互调分量19，式216和217所示互调分量称为三阶互调分量。在这里我们主要研究三阶互调分量20由上述式子所反应出来的它对对接收机本身有用信号的影响，当1W和2W很靠近有用信号时212WW或122WW处的三阶互调分量很容易
45、落在有用信号频带内，使系统产生严重的失真。这两个频带的三阶互调分量的示意图212所示12212212输入信号三阶互调分量图212三阶互调分量示意图三阶互调分量的大小可以用三阶互调截点所对应的输入功率为输入三阶截点3IP（THETHIRDINTERCEPTPOINT）来衡量。将三阶互调分量功率与基波功率相等的点定义为三阶截点。三阶截点示意图212所示。三阶截点所对应的输入功率为输入三阶截点（3IIP），三阶截点所对应的输出功率为输出三截点（3OIP，输出三阶截点与输入三阶截点的关系可表示为33IIPGOIP（218）17输出功率三阶截点一阶项输入斜率为13IIP三阶项输入斜率为33OIP输入功率
46、图213三阶截点示意图如图213所示，三阶项的斜率为3，三阶互调分量3P与输入信号功率IS、输入三阶截点3IIP、输出三截点3OIP的关系可表示为3333ISIIPPOIP（219）将式带入式，可得三阶互调分量3P与输入信号功率IS输出三截点3OIP的关系3333ISGOIPPOIP，整理得33233OIPGSPI（220）为简化分析，设两个不同频率的输入信号幅度相等，即,21AAA则212WW、122WW处的三阶互调分量分别变为TWWAAWWW2COS432213321（221）TWWAAWWW2COS432123312（222）式的基波分量也变为COS49COS4923311331TWAA
47、AATWAAAA（223）当输入信号较小时，即23149AAA，可忽略增益压缩，式223变为COSCOS2111TWAATWAA（224）18根据三阶截止点的定义，根据式222和式224，输出三阶截止点的表达式可以表示为3313343IIPIIPAAAA，即43213AAAIIP（225）设在某个频率点上的输入信号电平为IA,在1W和2W处的输出信号电平为21WWA，三阶互调分量的电平为3PA,根据式222和式224可得231331,3443321IIIPWWAAAAAAAAA（226）将式225代入226可得22332,1IIIPPWWAAAA（227）将式227取对数可得INPWWIIPA
48、AAALG20LG20LG2021LG203213,（228）令321LG20LG20,PWWAAP表示输出的基波分量功率与三阶互调功率的差值，如图214所示。12212212基波分量三阶互调分量图214输出基波分量功率与三阶互调功率的差值式226还可以表示为ISPIIP213（229）其中，3IIP表示输入三阶截点的功率，单位为DBM；IS表示输入信号功率，单位为DBM。19对于多级级联系统，如图215所示G1G2G3GNSINIS0N031IIP32IIP33IIP3NIIP图215级联三阶截点输入三阶截点的计算公式可表示为NNIIPGGGIIPGGIIPGIIPIIP1131213321
49、231133（230）其中，NIIP3为第N级的输入三阶截点，3IIP为级联系统的输入三阶截点，NG为第N级的增益。同样，输出三阶截点的计算公式可表示为NNNOIPGGGGOIPGGGOIPGGOIPGOIPGGGG3321332123211313321（231）其中，NOIP3为第N级的输出三阶截点，3OIP为级联系统的输出三阶截点，NG为第N级的增益。由式可以看出，级联系统输入三阶截点主要取决于系统总增量和后级电路输入三阶截点，系统总增益越大，输入三阶截点越小，后级输入三阶截点越高，输入三阶截点越高。接收机模拟前端的频率选择性表示为在邻近频率存在强干扰或信道堵塞的情况下，接收机削弱相近干扰信号，选择所需信号的能力。在大多数的体系结构中，频率选择性主要取决于中频电调谐波滤波器性能，可用矩形系数RK01或010RK来表征。接收机应该有足够的线性性能可以处理在可接受范围的失真信号。一旦
