1、毕业设计外文翻译原文题目SCALEABLELARGESIGNALMODELOF018MCMOSPROCESSFORRFPOWERPREDICTIONS018微米CMOS工艺的射频功率预测可扩展的大信号模型摘要在无线电频率的CMOS技术，集成电路设计需要一个准确的和可扩展的模型，它可以在GHZ范围内有效的进行设备的非线性行为的预测IEEE期刊固态电路35（2000）186电机及电子学工程师联合会J的固国家电路33（1998）1510。一种改进的018微米栅长射频MOSFET的大信号模型，提出了基于BSIM3V3。这种大信号模型包括所需设备的寄生元件预测DC和RF特性。此外，微波负载牵引和数字调制
2、评价已经进行了验证这一模型，其中一个与实验结果吻合较好，可达到的精度。关键词射频集成电路MOSFET的大信号模型BSIM1介绍由于成本低廉以及射频集成电路高层次集成（射频集成电路）的需求日益增加，深亚微米CMOS技术已被广泛推荐和无线前端收发电路中13。因此，准确的CMOS深亚微米尺度模型是针对IC设计的重要课题。MOSFET的模型用于射频集成电路设计的基本要求应该ONSIST，不仅为设备的小信号性能仿真，而且对非线性行为，操作简单，可扩展性和准确性的优点。在过去，香料为主的CMOS模型已被广泛用于电路设计，但这种方法无法准确估计高频设备的性能，而不是设备的非线性行为的预测。尽管有对CMOS模
3、型等效电路的不同类型4，这已为电路设计的大信号仿真开发。他们大部分是不是太复杂或不能准确描述设备的非线性行为。在这项研究中我们提供了一个改进的MOSFET的大信号模型的基础上BSIM3V3模型，它是为数字和模拟电路设计的最流行的模型5。BSIM模型已被广泛接受为标准的CMOS电路低于GHZ工作频率运作模式。为了扩大上述GHZ的运行模式的可用性，我们添加的寄生网络，目前用于描述设备高频基板寄生效应，而这些寄生效应6,7是完全与器件尺寸可扩展性。在这份报告中，一个可伸缩的018微米射频MOSFET的大信号随着电力预测能力模型。根据器件的物理尺寸，这个模型提供了一种方便的方法来预测不同的门宽度器件的
4、性能。2018微米MOSFET的改良RF大信号模型这是不可能有一个详尽的射频CMOS晶体管的等效电路，它太过复杂，无法作为紧凑型模式实施。此外，许多组件将很难甚至不可能被提取出来，在一个电路仿真INCONVERGENT情况下由于模型的复杂性造成的。因此，我们采取了特性BISM3V3政权作为紧凑模型，该模型可以预测深亚微米MOSFET的性能低于GHZ的设备。然而，为了建立一个完整的RFMOSFET的大信号高于GHZ频率运作模式，网络的扩展阻抗代表硅衬底寄生作用，应在包含在BSIM模型内。在一个典型的N型MOSFET器件的横截面，在N掺杂漏极和源区形成的APN结内的P型基板，是在PN结耗尽区的电阻
5、电容对系列产生。然而，这基板网络不包括在标准BSIM3V3模型。修改后的NMOSFET的等效电路模型如图所示。1。货币供应量M1的核心部分代表原始BSIM3V3模型与元件尺寸可扩展性，和其他无源器件的高频表现与MOSFET的物理布局相关的寄生效应。BSIM3V3和附加的寄生元件的参数进行拟合，提取设备的直流IV特性和测得的S参数高达20GHZ。MOSFET是捏造出来的联华电子公司（联电）的018微米1P6MCMOS制程。阿多指栅结构是用来降低栅极电阻，和每一个手指宽为10微米。要建立50，100，150，200和400微米门宽度可扩展的MOSFET射频大信号模型，装置，制备和表征。图。2和3显
6、示装置的IV特性和微波的S参数性能（高达20GHZ）为同一个门宽度为400微米的MOSFET。门的400M宽的NMOSFET的演示了420毫秒/毫米峰值跨导（克），一个T37千兆赫，和MAX30千兆赫，这是在VDS的15V和VGS15V基础下。图1射频MOSFET的大信号模型货币供应量M1代表原始BSIM3V3模型，以及其它无源器件代表了高频寄生效应。图2直流的IV一400M的NMOSFET的栅宽特性的测量和模拟结果。（实线模拟结果平方点测量数据），从04到18伏，再到02V。图3测量和仿真的S参数在不同的偏置点从50MHZ至2005千兆赫，与一门宽度的400M。VDS/VGS09V/09V,
7、15V/12VAND15V/15V（实线模拟结果环路点测量数据）。本质上，BSIM3V3是在一个有限的门宽度和长度尺寸可伸缩模型，这意味着不同的MOSFET具有相同的尺寸BSIM3V3模型参数。添加的比例基本上是被动元件的设备的尺寸，这是门在本报告中的宽度。该RG为栅极电阻，占据了11片段阻抗，可提取参数直接测量11片段。因此，它可以缩放总GATEFINGERS数量。CSUB的和RSUB确定的在流失终端，它可以从S22的参数测量提取的寄生效应。CSUB的和RSUB是相对于PN结耗尽区面积扩展性，并与门的线性相关函数可以得到。该CSUB的是线性正比于GATEFINGERS，并RSUB是关系到硅S
8、UBSTRATEIMPEDANCE，这是成反比GATEFINGERS。由于是在正偏压漏终端应用，下方的排水管枯竭地区尤为显着，并RSUBCSUB的被动元件在汲极需要的。在源极的寄生作用是微不足道的，因为源终端连接到P型衬底这是在测量接地。其他电阻，RS和路代表了从源极和漏极终端，这也可以由线性漏极和源区数量规模的接触电阻。LD是电感的寄生漏留在我们的研究几乎是常数，它可以作为治疗的BSIM模型的一部分。LS是在源系列的金属连接，这是与寄生电感元件尺寸关联。因此RS,RD和LS成反比的门手指。通过提取了从50到400微米的GATEWIDTH设备的S参数，这些添加的寄生元件可以得到，如表1所列。通
9、过评估与设备GATEWIDTH这些提取的值，线性对应图中演示。4，翻译是一个完全可伸缩的深亚微米射频MOSFET的大信号模型可以实现。阻抗相关的组件（R和L）是成反比的元件尺寸，然而，电导相关的组件（C）转到相反的方向。这家制造的模型也可以很好地适应设备直流IV和S参数特性，在图所示2和3。图4寄生元件与MOSFET的栅极宽度（光盘，CSUB的，路，遥感，实际增长，RSUB，LD）的值。该值可以是线性或非线性反演成正比，器件的栅极宽度或门指的数字。3RF的大信号模型动力性能预测然而，为了评估该装置微波非线性行为，这种模式必须是合格的设备，通过微波功率测试。因此，微波负载拉移测量8进行了一门在2
10、4GHZ的宽的400M的MOSFET，其结果如图所示。5。测量的最佳输入与输出功率匹配条件S0。7963，L054160。功率增益为172低功率水平下注射分贝。通过增加输入功率，最大输出功率可大到167DBM的，即120毫瓦/毫米的功率密度。因此，如图所示的结果。5，除模型预测的小信号S参数一致，此修改后的模型可以预测下一个大信号操作以及设备的动力性能。此外，为验证此模型的准确性，我们比较了模拟电源轮廓一起实测。为了获得最大输出功率，812J754源阻抗是固定的。如图所示。60DBM的输入功率在24千兆赫，所测的最佳输出负载阻抗位于L054160为167DBM的最大输出功率，模型，模拟一次L0
11、52156为169DBM的，其中一间的测量值与模型预测良好，实现输出功率。最后，由于数字调制方案被广泛应用于现代通信系统。根据测试和预测数字调制方案的设备的非线性行为，我们采用了/4的DQPSK调制信号通过负载牵引系统，以检查相邻通道功率比（ACPR）和输出功率谱，结果从该模型的预测进行了对比。图。7显示了不同输入功率下测量和模型预测输出光谱从5到5DBM时，该器件的栅极宽度为400M。测得第一副作用的输出光谱叶是一个意义重大5DBM的输入功率不够。通过进一步增加输入功率，旁瓣谱得到飞速发展，这里的设备是到非线性区域驱动，ACPR退化而造成的。这句话是从图中得到的结果是一致的。5，其中的线性增
12、益在一开始降低5DBM的输入功率。毫不奇怪，我们的改进模型预测的输出光谱相似，如图所示的趋势。7（B）项。该ACPR后迅速降低输入功率大于10DBM的，来自42DBC的（10DBM的输入功率）17DBC的（0DBM的输入功率）的咨委会的变化。因此，修改后的MOSFET的大信号模型，设备动力性能可以很好地预期可在射频集成电路设计中。相比过去，在传统的模型不能准确地处理微波非线性行为，这种方法提供了一种简单的方法来建立射频大信号的微波电路设计模拟。图5测量和仿真输出在24GHZ下的VGS15V和VDS15V（实线模拟结果固点测量数据）图6实测（）和模拟（）输出与5DBM的固定在24GHZ的输入功率电轮廓。（轮廓05DBM的/圈）图7一个400M范围内的MOSFET输出光谱操作在24GHZ的一个/4DQPSK调制方案。模型预测谱（一），与实测谱（B）项，在5DBM时以5/步DBM的输入功率。4结论在这项研究中，一个可伸缩的018微米射频MOSFET的大信号模型BSIM3V3模型已提交。在MOSFET的寄生元件可扩展的描述是必要的MOS器件的微波特性高达20GHZ。此外，该模型已经成功地证明，以实现对设备的非线性行为，如输出功率，ACPR和光谱再生，准确的预测。
