1、高速 MOS 驱动电路设计和应用指南摘要本篇论文的主要目的是来论证一种为高速开关应用而设计高性能栅极驱动电路的系统研究方法。它是对“一站买齐”主题信息的收集，用来解决设计中最常见的挑战。因此，各级的电力电子工程师对它都应该感兴趣。对最流行电路解决方案和他们的性能进行了分析，这包括寄生部分的影响、瞬态的和极限的工作情况。整篇文章开始于对 MOSFET 技术和开关工作的概述，随后进行简单的讨论然后再到复杂问题的分析。仔细描述了设计过程中关于接地和高边栅极驱动电路、AC 耦合和变压器隔离的解决方案。其中一个章节专门来解决同步整流器应用中栅极驱动对 MOSFET 的要求。另外，文章中还有一些一步一步的
2、参数分析设计实例。简介MOSFET 是 Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor 的首字母缩写，它在电子工业高频、高效率开关应用中是一种重要的元件。或许人们会感到不可思议，但是 FET 是在 1930 年，大约比双极晶体管早 20 年被发明出来。第一个信号电平 FET 晶体管制成于二十世纪 60 年代末期，而功率 MOSFET 是在二十世纪 80 年代开始被运用的。如今,成千上万的 MOSFET 晶体管集成在现代电子元件,从微型的到“离散”功率晶体管。本课题的研究重点是在各种开关模型功率转换应用中栅极驱动对功率 MOSFET的要求。场效
3、应晶体管技术双极晶体管和场效应晶体管有着相同的工作原理。从根本上说,，两种类型晶体管均是电荷控制元件，即它们的输出电流和控制极半导体内的电荷量成比例。当这些器件被用作开关时，两者必须和低阻抗源极的拉电流和灌电流分开，用以为控制极电荷提供快速的注入和释放。从这点看，MOS-FET 在不断的开关，当速度可以和双极晶体管相比拟时，它被驱动的将十分的激烈 。理论上讲，双极晶体管和 MOSFET 的开关速度是基本相同的，这取决与载流子穿过半导体所需的时间。在功率器件的典型值为 20 200 皮秒，但这个时间和器件的尺寸大小有关。与双极结型晶体管相比，MOSFET 在数字技术应用和功率应用上的普及和发展得
4、益于它的两个优点。优点之一就是在高频率开关应用中 MOSFET使用比较方便。MOSFET 更加容易被驱动，这是因为它的控制极和电流传导区是隔离开的，因此不需要一个持续的电流来控制。一旦 MOSFET 导通后，它的驱动电流几乎为 0。另外，在 MOSFET 中，控制电荷的积累和存留时间也大大的减小了。这基本解决了设计中导通电压降（和多余的控制电荷成反比）和关断时间之间的矛盾。因此，MOSFET 技术以其更加简单的、高效的驱动电路使它比晶体管设备具有更大的经济效益。此外，有必要突出强调下，尤其是在电源应用上，MOSFET 本身具有阻抗特性。MOSFET 漏源端的电压降和流经半导体的电流成线性关系。
5、这种线性关系,以 MOSFET 的 RDS(on)表现出来，即导通阻抗。对于一个给定的栅源电压和温度的器件，其导通阻抗是恒定的。和 p-n 结-2.2mV/ 的温度系数相反，MOSFET 有一个正的温度系数，约为 0.7% / 到 1%/。MOSFET 的这一正温度系数使得它成为在大功率电源应用的并联工作（由于使用一个器件是不实际或不可能的）上的理想选择。由于 MOSFET 较好的温度系数，并联的管子通常是均分电流。电流的均分是自动实现的，这是因为它的温度系数作为一个缓慢的负反馈系统。当电流较大时设备温度将会升高，但是不要忘记源漏极间的电压是不变的，温度升高将会使源漏极间电阻变大，增大的电阻又
6、会使电流减小，因此管子的温度又会下降。最后，会达到一个动态平衡，并联的管子都通过相同的电流。在电流分配中，源漏极导通电阻的初始值和有不同温度特性的结电阻在均分电流时将会引起较大的误差，最高可达 30%。器件类型几乎所有的 MOSFET 制造厂商都有制造最佳管子的独特制造技术，但所有这些在市场上的管子都可分为基本的三类，如图 1 所示。双扩散型晶体管在1970 年开始应用于电源方面并在以后的时间里不断的发展。使用多晶硅闸门结构和自动调整过程，使高密度的集成和电容迅速的减小成为可能。下一个重大的进步是在功率 MOSFET 器件上 V 沟槽技术或者称为沟渠技术，使集成度进一步的提高。更好的性能和更高
7、的集成度并不是由你随便就能得来的，这是因为这将导致 MOS 器件沟渠更难制造。在这里第三个器件类型是横向功率 MOSFET。该器件的电压、电流是受限制的，这是由于其对芯片形状的低效利用。然而,他们能在低电压应用上提供很大的效益, 如在微型电源或在隔离转换同步整流器中。由于横向功率 MOSFET有着相当小的电容，因此他们的开关速度可以很快而且栅极驱动损耗也比较小。场效应晶体管模型有很多的模型来说明 MOSFET 如何工作，然而找到正确的适合的模型是比较困难的。大多数MOSFET 制造商为他们的器件提供普通或者军用（Spice and/or Saber）模型，但是这些模型很少告诉使用者在实际使用中
8、的陷阱。他们甚至很少提供在使用中最常见的最普通问题的解决方案。一个真正有用的 MOSFET 模型会从应用的角度描述器件所有重要的性质，这使得其模型可能会相当复杂。另一方面，如果我们把模型限制在某一问题领域，那么我们可以得到十分简单并有意义的 MOSFET 模型。在图 2 中第一个模型是基于 MOSFET 器件的实际结构, 它主要用于直流的分析。它表示出了沟道阻抗和 JFET（相当于外延层的阻抗） 。外延层的厚度（决定外延层的阻抗）是器件额定电压的函数，而高电压的 MOSFET 需要一个厚的外延层。图 2b 可以非常好的展示 MOSFET 的 dv/dt 引发的击穿特性。它主要展现了两种击穿机制
9、，即诱发寄生晶体管（所有的管子均有）的导通和 dv/dt 根据栅极阻抗诱发沟道导通。现代的功率 MOSFET 由于生产工艺的提高减小了基极和发射极的电阻，因此，实际上对 dv/dt 诱发寄生 npn 晶体管导通是有免疫的。必须指出的是，寄生性双极晶体管还扮演着另一个重要的角色。它的基集结就是有名的MOSFET 的体二极管。图 2c 是场效应晶体管的开关模型。影响开关性能的最重要的寄生部分都展现在这个模型中。它们对器件的开关过程的影响将在下一章中讨论。MOSFET 的重要参数当 MOSFET 工作在开关状态下，目标是在可能的最短时间内实现器件在最低阻抗和最高阻抗之间的切换。由于 MOSFET 实
10、际的开关时间（10ns60ns ）至少比理论开关时间（50ps200ps）大 23 个数量级，因此有必要了解其差异。参考图 2 中 MOSFET 的模型，可以发现所有的模型在器件的三端之间都连有一个等效电容。毫无疑问，开关速度和性能决定于这三个电容上电压变化的快慢。因此，在高速开关应用中，器件的寄生电容是一个重要的参数。 电容 CGS和电容 CGD 与器件的实际几何尺寸有关，而电容 CDS 是寄生在双集晶体管的基集二极管间的电容。电容 CGS 是由于源极和栅极形成的沟道区域的重叠形成的。它的值由器件实际的区域几何尺寸决定而且在不同的工作条件下保持不变。电容 CGD 由两个因素决定。一是耗尽层（
11、是非线性的）的电容；二是 JFET 区域和栅极的重叠。等效电容 CGD 是器件漏源极电压的函数，大致可用下面公式计算得到：电容 CDS 也是非线性的，这是由于它是体二极管的结电容。它和电压间关系为：不幸的是，上述的所有电容在器件的资料表中均未涉及和说明。它们的值由Ciss（栅短路共源输入电容） 、Crss （栅短路共源反向传输电容） 、Coss（栅短路共源输出电容）间接给出，而且必须用下列公式计算：在开关应用中，电容 CGD 会引起其他复杂问题，这是由于它处于器件输入与输出间的反馈回路中。因此，它在开关应用中有效值可能会很大，它的值取决于MOSFET 的漏源极电压。这种现象被称为“Miller
12、”效应，而且可以用下式表示：由于电容 CGD 和 CGS 是和电压有关的，因此只有把测试条件列出来时，那些资料中的数据才是有效的。对于一个确定的应用，有关的平均电容值必须由计算得来，而计算是基于建立于实际电压所需要的电荷。对于大多数的功率MOSFET 来说，下面公式将会十分有用：下一个将要谈及的重要的参数是栅极网格阻抗，Rg,I。这个寄生阻抗描述了器件内部栅极信号分配与阻抗之间的联系。在高速开关应用中它的重要性尤为突出，因为它介于驱动和器件输入电容之间，直接影响 MOSFET 的开关时间和dv/dt 能力。在工业生产中已经意识到这个问题，实际中的高速 MOSFET 器件如 RF MOSFET
13、在栅极信号分配中使用金属栅极用来代替高阻抗的硅栅极。在资料表中阻抗 Rg,I 并没有指明，但在实际的应用中它可能是器件一个十分重要的特性。在这篇文章的后面，附录 A4 展示了通过使用阻抗电桥采用一种典型的测量装置来确定栅极内部阻抗值。很明显，栅极阈值电压也是一个临界特性。有必要注意一下，在器件资料表中 VTH(开启电压)的值是指在 25，而且在漏极电流很小的情况下，电流典型值是 250uA。因此，它并不等同于被大家公认的栅极开关波形的 Miller 平坦区。关于开启电压 VTH 的另一个很少提到的是约为-7mV/ 的温度系数，在MOSFET 逻辑电平栅极电路驱动中它有着尤为重要的意义，它的开启
14、电压 VTH比在正常的测试条件下已经变低了。由于 MOS FET 工作在较高的温度，栅极驱动设计必须中适当的考虑到在截止时较低的开启电压，dv/dt 免疫能力的计算见附录 A 和 F。场效应晶体管的跨导是线性工作区中小信号的增益。有必要指出在管子每次导通或截止时，都要必须经过线性工作区，此时的电流取决于栅源电压。正向跨导 gfs，反映了漏极电流和栅源电压之间的小信号关系，具体关系如下：因此，MOSFET 在线性区的最大电流公式为：变换 VGS，Miller 平坦区电压可近似写成漏极电流的函数：其他重要的参数如 LD-漏极电感和 Ls-源极电感在开关性能中也有显著的限制。典型的 LD 和 Ls
15、值会在器件资料单中列出，而且他们的值主要和器件的封装类型有关。它们的影响通常可以和外部寄生元件（通常和布局和外电路因素如漏电感、检测电阻等等）一同分析。完整的，外部系列栅极电阻和 MOSFET 的输出阻抗在高速栅极驱动设计中是决定性的因素，因为它们在开关速度和最终开关损耗上有着深远的意义。开关应用现在，所有的角色都讨论完了，让我们来研究下 MOSFET 的真实开关行为。为了更好的理解其基本过程，电路中的寄生电感将会被忽略掉。随后，它们在基本工作中各自的影响将会单独的分析。此外，下面的说明和钳位感应开关有关，这因为大多数被用于电源模式的 MOSFET 晶体管和高速门驱动电路工作于那个模式。一个最
16、简单的钳位感应开关模型如图三（Figure）所示 , 直流电流源代表感应器。在开关间隔比较小的情况下，它的电流可看作是连续的。在 MOSFET 截止期间二极管为电流提供了一个回路，设备的漏极终端用一个电池来象征表示。导通过程MOSFET 的导通过程可分为如图 4（即 Figure4）所示的四个阶段。第一个阶段：输入电容从 0 开始充电到 Vth,在这个过程，栅极绝大部分电流都用来给电容 CGS 充电，也有很小的电流流过电容 CGS。当电容 CGS 的电压增加到门的极限时，它的电压就会有稍微的减小。这个过程称为导通延迟，这是因为此时器件的漏极电流和漏极电压均未发生变化。当栅极电压达到开启电压时，
17、MOSFET 处于微导通状态。在第二个阶段，栅极电压从 Vth 上升到 Miller 平坦区，即 VGS,Miller。这是器件的线性工作区，电流和栅极电压成正比。在栅极的一侧，电流如第一阶段一样流入电容 CGS 和CGD，电容 VGS 的的电压将会不断升高。在器件的输出端，漏极电流也不断变大，但是漏源电压基本不变，保持先前水平(V DS,OFF )。这从图 3 的原理图可以看出来。当所有电流都流入 MOSFET 而且二极管完全截止（pn 结能承受反向电压）后，漏极电压必须保持在输出电压水平。进入导通过程的第三个阶段，栅极电压（VGS,Miller ）已经足够使漏极电流全部通过，而且整流二极管
18、处于完全截止状态。现在允许漏极电压下降。在器件漏极电压下降过程中，栅源电压保持不变。这就是栅极电压波形的 Miller 平坦区。从驱动得到的可用的所有栅极电流通过电容 CGD 放电，这将加快漏源电压变化。而漏极电流几乎不变，这是由于此刻它受外部电路（即直流电流源）限制。最后一个阶段 MOSFET 沟道增强，处于完全导通状态，这得益于栅极的电压已经足够高。最终的 VGS 电压幅度将决定器件最终导通阻抗。因此，在第四个阶段，电压 VGS 从 Miller 平坦区增大到其最大值 VDRV。这由于电容 CGS 和CGD 的充电完成，因此栅极电流被分成这两部分。在这两个电容充电过程中，漏极电流保持不变，漏源电压也随着导通阻抗的减小而慢慢的减小。关断过程MOSFET 的关断过程恰好和它的导通过程相反。电压 VGS 从图 3 的 VDRV开始，电流从图 3 的最大负载电流 IDC 开始。漏源电压由 MOSFET 的电流 IDC和导通阻抗决定。图 5 完整的显示了关断的四个阶段。
