级联的buck-boost PFC变换器双模式控制——论文.doc

1、 摘要 本设计为基于 buck-boost 级联变换器的 PFC 电路提出了一种简单有效的控制方法。提出了“双模式”的控制方法有效地利用 CBB变换器提供的 附加 控制自由度， 使 输入正弦电流时， 实现 输出电压 的 快速 调节。 此外，控制方法 还 使输入参考电流发生器与输出电压控制回路 分离 ， 得到了较好 的输出电压动态响应 。设计包含了理论分析、电路元件的选择、此方案适用的运行 条件变化范围。通过仿真和实验结果展示了变换器良好的稳态 和 动态响应特性。最后将其性能与传统 的 PFC变换器进行了定性比较。 1引言 使用 buck-boost 级联变换器控 制的单相 PFC 电路输出电压

2、大范围变化，与传统的 Boost控制 PFC变换器不同，如有需要， CBB控制 PFC变换器可以输出比交流输入峰值电压 更 低的电压。此外，由于存在两个开关管， CBB 变换器拥有了一个附加的控制自由度，可以 用来 有效地 化解 单相 PFC 多变量之间的矛盾 ，即 给出 一个正弦输入电流， 便得到一个紧紧跟随给定值的输出电压 ，并 实现 快速的动态响应 。 在参考文献 1和 4中，根据瞬时输入和输出电压的相对大小得出 CBB变换器 分别 工作在 Buck 或 Boost 模式的控制原理。 这些方案主要集中在塑造输入电流而没有充分利用变 换器提供的控制自由度（由于存在两个开关管），以至于输出电

3、压包含二次谐波纹波，且动态响应很慢。参考文献 2采用一种 基于 滑模控制 方案 ，它利用了由 于 存在两个开关管带来的自由度 。 然而，问题 涉及到 控制方案中电感电流 参考值 的选取 和各种负载和线路条件下电感电流大小，该设计中没有解决电感尺寸和变换器效率之间的权衡问题。参考文献 3提出了一种转化的双管 buck-boost 控制 PFC变换器和在理想条件下达到 PFC变换器稳态目标值的控制方案。但是，设计中没有给出变换器 /控制方案的动态行为 。由于是通过控制电感电流来输出电压而不 是直接控制，且在控制电感电流时没有考虑电路的寄生现象，这 有可能带来很大的输出电压纹波 。 图 1 级联的

4、buck-boost-PFC（ CBB-PFC）变换器 本设计中对应用于 PFC 中的 CBB 变换器提出了一种新颖的控制方法。 双模态 控制（ DMC）方法是参考文献 6中 讨论的 针对三态 Boost 直流变换器 DC/DC 非 直接双环控制方法的 改良型。控制方法 简单易行，满足 PFC 的 目标。输入功率的二次谐波分量被变换器自己吸收，阻止其到达输出端，使得电压纹波小。与 3中的方案不同的是，此方案单独控制输出电压与输入电流。从输入 电流控制中分离 出来，输出电压控制 由于 限制了负载 的 突变 范围使变换器快速动态响应成为了可能。 但是，对于负载的大范围变化，变换器动态响应 将 变得

5、缓慢，本设计中将会展示这方面。 本文的重要讨论包括 CBB变换器在三态模式下运行的简要回顾、所提控制方案的描述及其限制、电感尺寸和效率之间的权衡、电感和输出电容的选择。本文同时也通过仿真 实验结果 验证了 期望的稳态和动态性能，还将其与普通的单相 PFC 变换器的性能进行了质量比较。 第二部分讲述了 CBB变换器应用于 PFC时的稳定性 。第三部分讲述了为 CBB-PFC提出的双模控制方案。 第 四部分讲述了功率级设计和控制元件。第五部分呈现了表示变换器稳态和动态响应特性的仿真和实验结果。第六部分给出了基于 CBB-PFC的 DMC 与传统的单相 PFC矫正器的定性比较。第七部分为设计总结。

6、2CBB-控制自由度 这部分描述了 CBB变换器及其附加的控制自由度，它将有助于满足 PFC整流器的目标值。在此之前，描述了有二次谐波能量储存的 PFC整流器满足其稳态值目标的条件。 B PFC整流器实现稳态目标 考虑图 2 所示的 PFC 整流器，输入正弦电流，忽略开关纹波，假设 由输入带来的所有二次谐波能量 被电感和开关网络 本身所吸收，因此输出电压可免于受两倍行扫描频率纹波的影响。在这种条件下，利用功率平衡方程，可得到 PFC整流器中电感伏安特性的瞬时值为： 2 )2c o s ()( tIVtVA mm （ 1） 式中， mI 和 mV 分别为交流峰值线电流和线电压。因为电感电流 )(

7、tIL 含有直流分量 )(dI 和交流分量 )(tiL ，所以电感的伏安特性可表示为： 2 )2c o s ()()( tIVdt tdiLtiI mmLLd （ 2） 解得到总的电感电流值为 )2s i n (2)2s i n (2)( 222 tL IVItL IVIItI mmkmmMdL （ 3） 式（ 3）中的电流分量 MI 为积分常数， kI 可视为电感电流的有效值 。图 3 画出了各个变量的波形。理想情况下，根据式（ 3）得到的电感电流， PFC整流器可以在输入正弦电流时提供良好的稳定输出电压 。需要注意的是，虽然 kI 可由设计者任意给定，但是它不得低于一个确定的最小值来满足

8、PFC目标，这将在第三部分详细介绍。 C CBB变换器用于 PFC的稳定性 S1 和 S2 共有四种组合方式，相应地， CBB变换器（如图 1 所示） 可 有四种运行状态 。在提出的 PFC方案 中， CBB变换器作为三态变换器运行时，与 Boost 变换器三态运行相似。当作为 DCDC 变换器运行时，周期稳定的电感电流在一个周期里有三次间隔，称作 Boost间隔（ DbT）（ S1、 S2 均开通）、自由间隔（ S2 开通、 S1 关 断）、电容充电间隔（ S1、 S2 均关断）。第四种状态（ S1 开通、 S2 关断）是不正常的。同样，在任何一个开关周期内， 1 ofb DDD （ 4）

9、附加的控制自由度是显而易见的，因为牺牲第三个的独立性时，另两个间隔可以任意组合变化。 CBB 变换器以电感自由周期的形式提供了控制自由度，它可被用来调节电感电流，因此可以满足 PFC 的稳态要求。另外，这个间隔可以帮助输出电压控制与通常很低的输入电流控制中分离。这有利于实现良好的瞬态响应，这将会在第 五部分阐述。 3基于 CBB-PFC的双模控制策略 这部分将讨论 CBB-PFC的控制 要求 ，简要介绍和描述 PFC的双模控制策略。 B CBB-PFC控制输入的控制要求及分类 双回路策略要求输入电流回路调节输入电流使其为正弦，输出电压控制回路则能提供一个良好调节的输出电压。第三条回路用来优化电

10、感电流有效值。通过这三条回路，输入为正弦电流、输出电压紧密调节、同时优化电感电流使其有更好的性能。 由于 CBB-PFC整流器有两个独立控制输入和一个非独立输入， 满足三个控制目标，因此将他们分别控制以满足目标值是有必要的 。输入电流仅在 Boost 周期里存在，被用来调节输入电流。同样地，输出电容仅在电容充电期间进行充电，常被用来控制输出电压。忽略电感纹波电流的影响，代入式（ 3）得， )2s i n (2)s i n ()()()()()(2 tLIVIttItDtItDtImmkmbLbin （ 5） )2s i n (2)()()()(2 tLIVIRVtDtItDtImmkooLoo

11、 （ 6） 假设 以上两个方程 中 输入变量 bD 、 oD 的控制相互独立，这是建立在电感电流足够高的条件下的。 因此， 1)(D(t) o tDb （ 7） 条件（ 7）由控制 kI 的第三回路 来 满足 ，这通过调节自由旋转占空比 *fD 的交流平均稳定值间接实现。自由旋转间隔作为额外能量的仓库（ 5， 6）。自由旋转间隔越长，储存的能量越多，因此 越接近 条件（ 7） 。有一个较高的 Df 的额外优势在于负载阶跃变化时，变换器的动态响应较好，因为在自由旋转的间隔中电感中储存的多余能量瞬时释放减少。但是，对于负载 大范围波动，电感将释放掉所有的能量、动态响应变慢，这将在后续章节讲解。 C

12、双模控制 方案 为 CBB-PFC提出的双模控制 方案 如图 5 所示，正如上面所提到的， 方案 有 双 控制回路，如： 1 一种基于 输入电流 Irect 调节 环路 的电荷控制决定 bD 。由于 输入电流为 脉冲信号 ，为了避免 检测电路中的 环流和振荡，通过检测和综合 DbT 期间的电感电流得到输入电流。 2 一种决定 Do 的快速输出电压误差回路。 图 5 基于 CBB-PFC整流器的双模控制 方案 3 一种为取得满足式（ 7）所需电感电流 Ik 的缓慢 Df 误差回路，它决定了整流器的峰值电流 Irect(pk)。 在 DMC 方案 中， Db 被作为 仅受控于输入电流误差的 主控制

13、 输入。 Do 为从控制输入，它在 1-Db 时达到饱和。这样选择的原因如下。假设 Do 为主控制输入、 Db 为从控制输入，当负载突然增大，输出将降低。 Do 企图增大从电感中汲取更多的能量来维持输出电压。结果， 首先 Df 随着 Db 的减小而减小。因为 Db 的减小，从交流电源中输入的能量降低，使得电感中的能量降低，使输出电压进一步减小，随着 Do 达到饱和系统将无法从这种状态恢复过来。为避免这种现象，最优先考虑 Db，再考虑 Do， 然后 Df。 D基于 CBB-PFC的双模控制 方案 的 权衡 和限制 对 CBB-PFC整流器 权衡的解释 是就整流器的设计、仿真和建模而言的。整流器的

14、规格为 Vs=85-110V,60Hz,Vo=100V,Io=1A。元器件参数选择为 L=13.6mH， C=470uF， Lin=700uH，Cin=0.94uF。为了便于分析，忽略在 来的 部分线性滤波器的影响，并假设 Vin 等于 Vs（如图 5）。 CBB-PFC第一处权衡在电感的体积和变换器运行效率之间。在所提的 PFC方案 中，二次谐波能量被电感吸收，若电感量较低，由于电感电流大 在功率变换器中引起高损耗（由寄生电阻带来）。大电感电流也会引起输入电流的高波峰因数，带来 EMI 问题。电感电流和输入电流波峰因数的减小可通过增大电感值来实现。然而，这将使电感的体积增大 ，增大电感的体积

15、将会减缓变换器的瞬态响应。 自由变化的占空比参数 Df 带来稳态效率和满足 PFC变换器目标值之间的权衡问题。在某个运行工作点上， Df 决定了电感电流 Ik 的有效值，在控制 方案 中 设置一个较高的 Df*值将带来较高的电感电流，于是能量大量储存（如图 6）。虽然这样带来了好的稳态和瞬态响应，不好的一面是，它使得 器件 体积 和 ratings 增大，降低变换器的运行效率 。另一方面，设置一个很低的 Df*值也是不可能的，因为输出电压有最小值限制，与之相应的每一个操作线和负载条件低于这个值时，随着输入电流失真，输出电压将出现二次谐波失真， 图 6 Vs=85V,Po=100W 时电感电流有

16、效值随 Df*的变化 任一运行条件下的 Df*极限值由式（ 8）给出的解决非线性约束最优化问题得到。 minimize 0 )()(1 tdtD fsubject to ttDtD ob 1)()( （ 8） 由式（ 4） -（ 6）代入 式（ 8）得， t1)2s in (2)s in (s u b je c tto)()2s in (2)s in (11m i n im iz e2202tLIVIRVtItdtLIVIRVtImmkommmkom（ 9） 这种最优化问题的解决方法是 取 使电感电流 Ik 最小化 的周期平均 Df*的最小值，同时允许 Db 和 Do 自由变化以 实现 输入电

17、流 呈 正弦变化 且 紧随输出电压调节 。在不同的线路 /负载条件下 Df*最小值的曲线如图 7所示。在高线值和轻载条件下所需要的 Df*值比低线值、重载条件下的所需要的 Df*值要高。 图 7 Vo=100V的运行条件下受限制的 Df*的变化 4电源 /控制电路元件的选择 给出 PFC整流器的额定功率 ，这部分描述了 CBB变换器电源电路元器件的选择。这里以 CBB变换器（）元器件选择的建立和测试为例进行了介绍。 B电感 L的选择： boost 结构的 PFC变换器中电源电路中元件大小与控制方法无关，与此不同 ， CBB-PFC变换器中， Df*的引用在决定电感大小和能量储存以及功率开关的等

18、级上起到重要作用。 电感的选择必须遵循以下规则：自由变化间隔的最小值在一个交流周期中能刚好达到 0，且满足式（ 5） -（ 7）输入 /输出 PFC的要求。在这种电感最优化储存的条件下， .t01)()(Dm a x im u m ，）（ tDt ob （ 10） 将（ 5）、（ 6）代入，（ 10）变为 .t01)2s i n (2)s i n (m a x i m u m2 ，tL IVIRVtImmkom （ 11） 在最恶劣运行条件（最小线值、最大负荷）下，假设变换器是理想的（即效率为 1），上式中的未知量为电感电流 Ik、电感值 L 和在上述关系下为最大的瞬时周期。由最优化储存条件，

19、使用 Mathematica 可得到方程（ 11）的最大值。由此可以看出，在大多数条件下，最大值在 radianst 4 附近出现。 因此，式（ 11）可简化为 ra dLIVIRVImmkom4t1222， （ 12） 上式涉及 Ik和 L，表 1 给出了 Vo=100V， Vs=85V， Io=1A时不同电感 L值 下分别由式（ 12）和（ 11）计算得到的电感电流 Ik 值的比较。 表 1 通过式（ 11）精确计算和式（ 12）近似计算得到的电感电流值的比较 L（ mH） 15 13.6 10.8 5.5 2.75 Ik(using （ 11） ) 4.745 4.940 5.425 7

20、.283 10.06 Ik(using （ 12） ) 4.735 4.924 5.413 7.277 10.06 因此，得出的结论是设计电感时式（ 12）是足 够的。 电感电流有效值 Ik 选择为最恶劣条件下输入电流有效值的倍数。方程（ 12）被用来 求实际的电感值。对于考虑中的功率变换器，在 Vs=85V,Io=1A,输入电流 Iin（假设在理想条件下，忽略线性滤波器的影响）为 1.17A。把高电感电流带来的运行效率降低和输入电流波峰因数上升考虑进来，电感电流有效值 Ik选择约为 4.25 倍输入电流。因此，由 Im=1.17* 2 ， R=100， Ik=4.25*Iin，代入式（ 12

21、）计算得电感 L=13.1mH。 这里选择 L=13.6mH的叠层铁 芯电感以降低电感的体积和费用。虽然使用了叠层铁芯电感，第 5 部分将通过实验结果阐述以效率或者开关波形的形式表示 时 变换器性能均不受影响。 C输出电容 C的选择： 输出电容是根据保持时间来确定的。虽然能量也储存在电感 L 中，它相对于保持需求来说是可忽略不计的。对于考虑中的 CBB变换器， 为保持输出电压在 75V（输出额定电压的 75%）以上的时间为 10ms 左右， 输出电容设计为 （不考虑 L中的储存能量） 457uF。如果电感中储存的能量也考虑在内，电容值减少为 440uF。在硬件实现中，使用了 470uF 的电容

22、。 D二极管和开 关器件的选择： 根据可能被选择的开关 /二极管， 表 2 给出了 通过各种 开关 /二极管 的 最大电压应力 。所有器件中流过的最大电流等于电感电流的峰值，由于电感电流被限制为 10A， 这些 器件 必须在 10A时适用 。 表 2 各种开关器件的电压应力 S1 S2 D1 D2 Bridge diodes Vm(=156V) Vo(=100V) Vm Vo Vm E DMC方案 中的控制器和硬件限制： 控制 方案 中的自由旋转的间隔（ Df*）的参考值设置为 0.57。如图 7 所示， Df*为这个值时，理想条件下当功率传送下降到 50W 以下（ Vs=85V）时输出电压将

23、出现二次谐波脉动。 Db 的上限值为 0.75。另外，当电感电流超过电流限制值 10A 时， Db 也将受到限制。由于空间有限这种电流限制模型在图 5 中没有表现出来。 虽然 DMC 方案 简单，但由于变换器 /控制器本身的非线性特性使得系统建模变得困难。因此， 方案 中应用到的控制器根据 matlab simulink 计算机建模来设计。电压回路控制器是一个超前 -滞后的控制器，由下式给出： 11 1 2 2 317 7 7 036.2)( sssT v （ 13） 慢速控制器 输入 Df 误差 ， 产生 Irect(pk)，是一个 PI调节器 ，由下式给出 sssTc 16.778.38)

24、( （ 14） 5仿真和实验结果 符合前面提到（在第三章）的规格的 CBB变换器已经设计并通过 MATLAB SIMULINK仿真，同时建立和测试了硬件拓扑。图 8 和图 9 分别示出了在确定的线值和负载条件下的仿真和实验波形。可见，电感电流满足式（ 3）给出的关系。由于二次谐波能量被电感自身所吸收，电压纹波（实验结果）仅为大约 0.4%。图 9（ e） 为输入电流的各种频率成分。总的THD 为 3.35%，此时各种成分 的有效值 为 I(foundamental 60Hz)=1.46217A,I(180Hz)=0.025A，I(300Hz)=0.025A， and I(420Hz)=0.0224A。 从图 9（ b）和图 9（ e），我们可以看出，输入电流接近于正弦。 图 8 基于 CBB-PFC整流器的 DMC 方案 在 Vs=85V,Vo=100V,Io=1A,Df*=0.57 时的稳态波形（ a）输入和电感电流 （ b）输出电压 图 9 Vs=85V,Vo=100V,Io=1A时的实验稳态波形