0.8 的半导体加入IGBT电源开关的门极驱动.doc

1、0.8 m 的半导体 加入 IGBT 电源开关的门极驱动 摘要：本文主要讨论了绝缘栅双极 晶体 管 （ IGBT）的门极驱动的设计和整体的实现。 本文讨论的初衷 是实现一个高压（ 25V）整体门极驱动和异常电路的保护电路在常见的低压（ 5V）高密度（ 0.8 m ） 半导体工艺 的处理 。扩展 MOS-FET 管以在这个设计中实现抗高压的能力。 关键词：门极驱动， IGBT， HVNMOS,HVPMOS 1. 简介 一个有效的 IGBT 门极驱动必须连接单片机的接口，通过电压或者电流来实现 IGBT1的开关，而且同时能够在非正常情况下保护 IGBT。 最 近几年， 种类繁多的制造设计工艺已经实

2、现在 IGBT 的门极驱动【 2,3】。在大多数的这些设计中，其 中用于高压门极驱动电路的实现往往与低压控制电路的实现不同。 这项工作的目的是 IGBT 驱动的高压部分在传统的低压（ 5V） 高密度（ 0.8 m ） 半导体中的实现 4， 在不额外添加其他条件的情况下达到高压性能， 使用扩展 MOS晶体管 5,6。 这个过程可以适合低压控制电路中实施， 因此 也可以 在一个单片机芯片 上实现高压驱动控制，与此同时还实现了保护电路的最小区域和最小功耗。 1.1 IGBT 开特性 图 1展示了 IGBT 和感性负载，图 2展示 开状态电路的理想波形。 IGBT 的输入 端 通过电阻 GR 连接 G

3、GV ， IGBT 门极驱动是输出电阻的体现 。 电压 GGV 的变化来自 IGBT 门极的电压 GoffV 必须关闭 而 IGBT 的门极电压 GonV 需要变为打开。 图 1 IGBT 感性负载电路 图 2 IGBT 开状态理想波形 在 0t 时间， 门电流 GI 控制常量电容 ISC 直到 阴极电压 GKV 上升至超过 设备的临界电压 thV 。此时， IGBT 打开并开始通过电流。 在 1t 时间 的负载电流 LI 是来自IGBT 的二极管 D1 的阳极电流 AI 同时不断增加逐渐趋近于稳定值 onI 。 阳极电流波形取决于门电压的上升时间和 装置的超前互导 mg 。 以下的表达 式可

4、以用来 表达阳极电流 和时间的关系： tGKmtA ddVgdI *d (1) 门阴极电压在 1t 期间的变化率可以表达如下： ISSGPGGtGK CR VVddV * (2) 从而 mAth gI VVP (3) 把（ 1）式代入（ 2）式中 得出阳极电流的变化率 ISSGPGGmtA CR VVgddI * (4) 在 2t 期间，门阴极电压 GKV 达到 支持阳极电流恒定稳态 的值， 此时阳极阴极之间的电压 AKV 开始减小到 IGBT 的 开电压 onV 。 在此时间，门电流 GI 与反向传输电容 RSC 的从属电压在某一稳定门电流的关系可以表达如下 : tAGdVd*CR V-VI

5、 R S SGPGGG （ 5） 为了降低动态打开的损失， IGBT 的 切换时间必须十分短暂。 实现这个条件使得 IGBT 的门极驱动必须具有 低阻抗（ low GR ） 并且可以提供大的窄脉冲电流（ GI ） 以快速冲入电容 从而引起 IGBT 在低功耗的条件下 迅速 开始工作。 1.2 IGBT 的关闭特性 IGBT 的 关闭是由 于 门阴极端的电压的 消除 。 图 3 表示了 IGBT 关闭时选定区域的感性负载的理想波形。 1. 关闭过程的第一部分是在延时时间 4t ， 4t 时间就是将门极驱动电压 GKV 从 开电压（ GonV ） 值减小向 IGBT 开始关闭。在 5t 时间，关闭

6、过程开始同时阳极和阴极间的电压 AKV 增大。 其增长率和电 阻 GR 保持一致： GRSSPtA RC VddI * (6) 在 6t 时间， 阳极和阴极之间的电压 AKV 达到 母线电压 AAV 值， 单向二极管D1 开始流通感性负载电流 LI ，同时阳极电流 AI 开始减弱。 由于在此段时间阳极电流较高的变化率感应系数极大，使得 阳极电压 上升 到 远远高于供给电源电压AAV 。 阳极电流 在下降时间的初期 受到门极驱动电路的设计和其驱动阻抗 GR 很大的影响。 阳极电流下降时间与 GR 的关系表达式为： ISSGPmtA CR VgddI * (7) 当门阴极电压 GKV 减小到 IG

7、BT 临界电压 thV 值以下 7t 时间开始。 7t 时间段 需要 IGBT1 极结构中的基极区少数载流子进行重组， 重组过程 在关闭波形中通常被称为“后电流” ，控制 IGBT 的操作频率。 后电流的尺寸和长度取决于 装置的设计、加工工艺和不能被门驱动 所 控制。 图 3 IGBT 关闭时的理想波形 1.3IGBT 的门 极 驱动 一 个 IGBT 的低功率驱动是它可以快速进入工作状态的原因。不像双极型晶体管那样，经常需求大量的基极电流， IGBT 典型模块需要一个均匀的毫安驱动电流 7。即使 平均驱动功率很小， 也要 为 大型 IGBT 驱动模块提供门驱动电路，这是一个非常富有挑战性的任

8、务。 IGBT 的 快速转换和 高操作电压 在电源电路导致 较高的 di/dt 和 dv/dt 可以对门极驱动电路造成电偶噪声。 因此，小心门极驱动的电路和布局设计 可以避免 噪声的问题 8。 IGBT 门极驱动的结构如图 4所示，驱动的主要作用是控制 IGBT 的开关。此外，门极驱动还要保护其当开关在 打开的情况下阳极和阴极电压 AKV 上升超过 开电压 onV 时饱和度下降失败。 另外，还要保护在驱动输出电压不足以驱动 IGBT是无效开关转换 。 对于有效的转换，驱动必须能足以 支持而且 分别在 IGBT 时开和关的状态下， 保持电压 onGV （ ddV ）和 GofV （ sszV ）

9、 稳定。 同样， 门极驱动必须能够 在极短的时间 内 提供一个峰值电流 IG，其 性能为 1A/ms 或者更高来提供给中型 IGBT（ 100A,300V8）。 门极驱动的 输入终端是与一个外部控制系统连接的，故障输出信号点在图 4可示，其会向系统的控制器报告一个故障信号。 为了 检测电压失败， IGBT 的阳极电压 检测须不受 到性能 转换的影响。 为了达到这个目的， 阴极 外置二极管 D2的反向偏置高压 是 连接在 IGBT 的阳极并作为一个饱和度下降探测反馈装置。 图 4 IGBT 门极驱动的连接 如果通过二极管的电流几乎为零，那么二极管的阳极电压是跟随它的阴极电压而且 这个电压可以被视

10、为 IGBT 的阳极和阴极之间的电压 AKV 。 门极驱动的内部保护电路采用感应电压去检测饱和度下降失败 同时将 IGBT 在 一段 时 间内关闭被称为饱和度的保护恢复时间。 该文章呈现的是 IGBT 门极驱动的保护电路和高压驱动模块的设计和测试实验内容。 2. 高压装置实施 图 5 是 一个通常的 0.8 m 半导体 元件的横截面示意图。 利用扩展 MOS 晶体管的漏极没有添加任何额外的膜层，使得高压性能的实现。 扩展漏极的缺点是 额外增加了 MOSFET 管内的串极电阻。 图 5 半导体加工工艺横截面 高压 NMOS 和 PMOS 晶体管在半导体加工工艺的结构如图 6所示。 漏极的高掺杂质

11、区域与一个低掺杂质区域良好的接触来 使漏极接触点 增加击穿电压 。 击穿电压的增大 情况是与扩展 漏极的长度和掺杂杂质有关的 。 高压晶体管单元的布局设计如图 7所示 。在此设计中， 转角被做成圆形来增加击穿电压，起始点被放置在单元的附近。高压 NMOS 和高压 PMOS 晶体管的 IV 特性曲线如图 8所示。 高压高流 NMOS 和 PMOS 晶体管的纵横比是互相交叉组成的，互相连接的单元个体如图 9所示。 图 6 高压 MOS 晶体管结构 图 7 高压 MOS 晶体管单体结构 图 8 高压 MOS 晶体管单元 IV特性 图 9 高压 MOS 晶体管单体布局 3 门极驱动结构 门极驱动电路的

12、集成电路原理图如图 10 所示。 高压接口电路由 一个偏电路、一个位移电路、一个逻辑控制器和一个 高压高流输出驱动组成。 其他电路，例如IGBT 开关自动保护、过压检测、时钟信号 和 脉冲展宽器都是保护电路中的一部分。 图 10 IGBT 门极驱动原理图 3.1 高压接口 在图 10 中， 阴影部分展示了逻辑控制电路内的主要驱动路径。 低功率输入脉冲控制着 IGBT 的开或关的时间 。 然而， 这些信号的电压和电流水平不足以直接驱动 IGBT。 一旦输入脉冲的电压等级经过电平位移器的调整， 必须 还 要 有 几个阶段的缓冲才可以提供信号来驱动 IGBT。 晶体管 M31,M32 和 M33 组

13、成了驱动IGBT 的输出高压高流门极。 当门极驱动输入电压由高变低时， 电平位移器的输出上升，与反相器 I8 输入相连的比较器 2 的输出增大同时反相器 I8 的输出降低了 M31 的门极电压从而将它打开。 与此同时，晶体管 M32 和 M33 分别 被反相器 I1、 I2、 I3 和缓冲器 B5及 反相器 I1、 I4、 I5 和缓冲器 B6 关闭。 这就导致 M31 的漏极电 流改变了 IGBT栅电容和电容的穿过电压增长到 ddV （ 15V）。 当门极驱动的输入电压上升时， 电平位移器的输出下降，晶体管 M32 和 M33打开，晶体管 M31 关闭同时 IGBT 的栅电容 通过晶体管 M

14、32 和 M33 的 漏极电流 而减小到 ssV （ 10V）。 电容 C1 在打开 /关闭这些纯源化晶体管 M31 和凹型晶体管M32、 M33 的时间上制造了一点 小延时（ t） 来避免 同时打开这些晶体管和 ddV 到ssV 短路。 或者晶体管 M32 和 M33 可以通过改变栅电容来关闭 IGBT。 晶体管 M33 比 M32有一个较小的宽度来允许缓慢的在去饱和的条件下关闭 IGBT。 此外， 晶体管 M25、M26、 M27、 M28、 M29、 M30、电容 C3 和电阻 R10 都 是 用来在 降 饱和度的保护过程期间增加定时控制。 3.2 保护电路 门极驱动包括无意开关和降饱和

15、 失败保护电路。 IGBT 无意开关保护电路监控着轨至轨功率供给电压和如果门极驱动输出电压不足以有效的驱动 IGBT 则关闭系统。 为了将 IGBT 在发生故障的情况下关闭， 该保护电路采用最小补充道电路和通过使用同样高压高流的电路提供功率损耗来驱动 IGBT 的门极。 这个保护电路也可以外部可调 ， 供用户在发生故障的情况下规定关闭速度。 当下降饱和度发生故障，假如当 IGBT 在打开时，通过负载的电路出现短路。在此故障情况下， 保护电路必须关闭 IGBT。 关闭指令的执行必须逐步的进行，以避免过高的 id / td 通过电路中的 电感。 为了满足这个要求， 本设计中使用了最新技术水平的保护

16、电路。 饱和度下降保护电路包括过压感应，一个时钟和一个脉冲展宽电路 。 在图 10 中， 一旦饱和度下降出现故障， 过压保护感应模块的输出电压（ fV ）上升同时 IGBT 连续逐步的关闭 ，如图 11 所示。 图 11 门极驱动输出的减饱和保护步骤 首先， IGBT 门电压下降是为了帮助增大 IGBT 短路反抗时间。 此电压下降的实现是通过 打开晶体管 M32 和 M33 还有关闭晶体管 M31 在很短一段时间内 ， 由电容 C3 和电阻 R10 规定。 晶体管 M25、 M27 和 M29 分别 是用来关闭 M31 和打开 M32和 M33。 其后， 经过 1t （ 由时钟在 输出 T1

17、时创建 ） 时间的延时后 晶体管 M30打开同时 导致 M33 通过反相器 I5和缓冲器 B6 打开 。 IGBT 的门电容通过 M33 的漏极电流放电 和装置关闭慢慢的释放掉电路内电感存储的能量。 最终， 2t （ 在时钟在输出 T2 确定 ） 时间后， 当 IGBT 即将关闭时刻， M32 和 M33 分别被 M26 和 M28 打开同时将 IGBT 的门极电压减小到 ssV 。 持续时间 1t 和 2t 可以分别通过 外部电容 C4 和 C5 调整。 当 IGBT 在关闭的状态下，反相器 I7（ PC）的输出信号 无法能够检测过压来阻止 过早的 恢复 保护。 当“开”信号发送至 IGBT 时， 电容 C2 在 I7 能够再次过压检测之前产生一个小小的延时。 该延时提供了足够的 时间 ，在过压检测电路被激活之前 使得 IGBT 的输出电压可以 降低至其与设定的开电压（ onV ） 。 输出时钟（ T2）被连接在脉冲延伸电路的输出上。 每一次故障状况 ，时钟都会建立一个脉冲，从而让 保护电路 使其恢复正常。 在预先设定的一段时间内， 这个脉冲延伸器测量着一连续 的故障情况 的发生。 如果 故障状况持续了一段重要时间， 脉冲延伸器会向门极驱动的输出发送一个信号 来告知系统内的永久失效从而关闭该系统。