1、MOS 管参数解释MOS 管介绍在使用 MOS 管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，一般都要考虑 MOS 的导通电阻，最大电压等，最大电流等因素。MOSFET 管是 FET 的一种，可以被制造成增强型或耗尽型，P 沟道或 N 沟道共 4 种类型，一般主要应用的为增强型的 NMOS 管和增强型的 PMOS 管，所以通常提到的就是这两种。这两种增强型 MOS 管，比较常用的是 NMOS。原因是导通电阻小且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用 NMOS。在 MOS 管内部，漏极和源极之间会寄生一个二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载(如马达)，这个二极管很重要，并且只在单个的 MO
2、S 管中存在此二极管，在集成电路芯片内部通常是没有的。MOS 管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免。MOS 管导通特性导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。NMOS 的特性，Vgs 大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)，只要栅极电压达到一定电压（如 4V 或 10V, 其他电压，看手册）就可以了。PMOS 的特性，Vgs 小于一定的值就会导通，适合用于源极接 VCC 时的情况(高端驱动)。但是，虽然 PMOS 可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，
3、替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用 NMOS。MOS 开关管损失不管是 NMOS 还是 PMOS，导通后都有导通电阻存在，因而在 DS 间流过电流的同时，两端还会有电压，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的 MOS 管会减小导通损耗。现在的小功率 MOS 管导通电阻一般在几毫欧，几十毫欧左右MOS 在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS 两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS 管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，导通瞬间电压和电流的乘积很大
4、，造成的损失也就很大。降低开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。MOS 管驱动MOS 管导通不需要电流，只要 GS 电压高于一定的值，就可以了。但是，我们还需要速度。在 MOS 管的结构中可以看到，在 GS，GD 之间存在寄生电容，而 MOS 管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计 MOS 管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。普遍用于高端驱动的 NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的 MOS管导通时源
5、极电压与漏极电压(VCC)相同，所以这时栅极电压要比 VCC 大(4V 或 10V 其他电压，看手册)。如果在同一个系统里，要得到比 VCC 大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动 MOS 管。Mosfet 参数含义说明Features:Vds： DS 击穿电压.当 Vgs=0V 时，MOS 的 DS 所能承受的最大电压Rds(on)：DS 的导通电阻.当 Vgs=10V 时，MOS 的 DS 之间的电阻Id： 最大 DS 电流.会随温度的升高而降低Vgs: 最大 GS 电压.一般为：-20V+20VIdm:
6、最大脉冲 DS 电流.会随温度的升高而降低，体现一个抗冲击能力，跟脉冲时间也有关系Pd: 最大耗散功率Tj: 最大工作结温，通常为 150 度和 175 度Tstg: 最大存储温度Iar: 雪崩电流Ear: 重复雪崩击穿能量Eas: 单次脉冲雪崩击穿能量BVdss： DS 击穿电压Idss: 饱和 DS 电流，uA 级的电流Igss: GS 驱动电流，nA 级的电流.gfs: 跨导Qg: G 总充电电量Qgs: GS 充电电量 Qgd: GD 充电电量Td(on): 导通延迟时间，从有输入电压上升到 10%开始到 Vds 下降到其幅值 90%的时间Tr: 上升时间，输出电压 VDS 从 90%
7、 下降到其幅值 10% 的时间Td(off): 关断延迟时间，输入电压下降到 90% 开始到 VDS 上升到其关断电压时 10% 的时间Tf: 下降时间，输出电压 VDS 从 10% 上升到其幅值 90% 的时间 ( 参考图 4) 。 Ciss: 输入电容，Ciss=Cgd + Cgs.Coss: 输出电容，Coss=Cds +Cgd. Crss: 反向传输电容，Crss=Cgc. MOSFET 栅极驱动的优化设计1 概述MOS 管的驱动对其工作效果起着决定性的作用。设计师既要考虑减少开关损耗，又要求驱动波形较好即振荡小、过冲小、EMI 小。这两方面往往是互相矛盾的，需要寻求一个平衡点，即驱动
8、电路的优化设计。驱动电路的优化设计包含两部分内容：一是最优的驱动电流、电压的波形；二是最优的驱动电压、电流的大小。在进行驱动电路优化设计之前，必须先清楚 MOS 管的模型、MOS 管的开关过程、MOS 管的栅极电荷以及 MOS 管的输入输出电容、跨接电容、等效电容等参数对驱动的影响。2 MOS 管的模型MOS 管的等效电路模型及寄生参数如图 1 所示。图 1 中各部分的物理意义为：（1）L G和 LG代表封装端到实际的栅极线路的电感和电阻。（2）C 1代表从栅极到源端 N+间的电容，它的值是由结构所固定的。（3）C2+C4 代表从栅极到源极 P 区间的电容。C 2是电介质电容，共值是固定的。而
9、 C4是由源极到漏极的耗尽区的大小决定，并随栅极电压的大小而改变。当栅极电压从 0 升到开启电压 UGS（th） 时，C 4使整个栅源电容增加 10%15%。（4）C 3+C5是由一个固定大小的电介质电容和一个可变电容构成，当漏极电压改变极性时，其可变电容值变得相当大。（5）C 6是随漏极电压变换的漏源电容。MOS 管输入电容（C iss）、跨接电容（C rss）、输出电容（C oss）和栅源电容、栅漏电容、漏源电容间的关系如下：3 MOS 管的开通过程开关管的开关模式电路如图 2 所示，二极管可是外接的或 MOS 管固有的。开关管在开通时的二极管电压、电流波形如图 3 所示。在图 3 的阶段
10、 1 开关管关断，开关电流为零，此时二极管电流和电感电流相等；在阶段 2 开关导通，开关电流上升，同时二极管电流下降。开关电流上升的斜率和二极管电流下降的斜率的绝对值相同，符号相反；在阶段 3 开关电流继续上升，二极管电流继续下降，并且二极管电流符号改变，由正转到负；在阶段4，二极管从负的反向最大电流 IRRM开始减小，它们斜率的绝对值相等；在阶段 5 开关管完全开通，二极管的反向恢复完成，开关管电流等于电感电流。图 4 是存储电荷高或低的两种二极管电流、电压波形。从图中可以看出存储电荷少时，反向电压的斜率大，并且会产生有害的振动。而前置电流低则存储电荷少，即在空载或轻载时是最坏条件。所以进行
11、优化驱动电路设计时应着重考虑前置电流低的情况，即空载或轻载的情况，应使这时二极管产生的振动在可接受范围内。4 栅极电荷 QG和驱动效果的关系栅极电荷 QG是使栅极电压从 0 升到 10V 所需的栅极电荷，它可以表示为驱动电流值与开通时间之积或栅极电容值与栅极电压之积。现在大部分 MOS 管的栅极电荷 QG值从几十纳库仑到一、两百纳库仑。栅极电荷 QG包含了两个部分：栅极到源极电荷 QGS；栅极到漏极电荷 QGD即“Miller”电荷。Q GS是使栅极电压从 0 升到门限值（约 3V）所需电荷；Q GD是漏极电压下降时克服“Miller”效应所需电荷，这存在于 UGS曲线比较平坦的第二段（如图
12、5 所示），此时栅极电压不变、栅极电荷积聚而漏极电压急聚下降，也就是在这时候需要驱动尖峰电流限制，这由芯睡内部完成或外接电阻完成。实际的 QG还可以略大，以减小等效 RON，但是太大也无益，所以 10V 到 12V 的驱动电压是比较合理的。这还包含一个重要的事实：需要一个高的尖峰电流以减小 MOS 管损耗和转换时间。重要是的对于 IC 来说，MOS 管的平均电容负荷并不是 MOS 管的输入电容 Ciss,而是等效输入电容 Ceff(Ceff=QG/UGS)，即整个 0UGSUGS(th)的等效电容，而 Ciss只是 UGS=0 时的等效电容。漏极电流在 QG波形的 QGD阶段出现，该段漏极电压
13、依然很高，MOS 管的损耗该段最大，并随 UDS 的减小而减小。Q GD的大部分用来减小 UDS 从关断电压到 UGS(th)产生的“Miller”效应。Q G波形第三段的等效负载电容是：5 优化栅极驱动设计在大多数的开关功率应用电路中，当栅极被驱动，开关导通时漏极电流上升的速度是漏极电压下降速度的几倍，这将造成功率损耗增加。为了解决问题可以增加栅极驱动电流，但增加栅极驱动上升斜率又将带来过冲、振荡、EMI 等问题。优化栅极驱动设计，正是在互相矛盾的要求中寻求一个平衡点，而这个平衡点就是开关导通时漏极电流上升的速度和漏极电压下降速度相等这样一种波形，理想的驱动波形如图 6 所示。图 6 的 U
14、GS波形包括了这样几部分：U GS第一段是快速上升到门限电压；U GS第二段是比较缓的上升速度以减慢漏极电流的上升速度，但此时的 UGS也必须满足所需的漏极电流值；UGS第四段快速上升使漏极电压快速下降；U GS第五段是充电到最后的值。当然，要得到完全一样的驱动波形是很困难的，但是可以得到一个大概的驱动电流波形，其上升时间等于理想的漏极电压下降时间或漏极电流上升的时间，并且具有足够的尖峰值来充电开关期间的较大等效电容。该栅极尖峰电流 IP的计算是：电荷必须完全满足开关时期的寄生电容所需。UG(th)6 应用实例在笔者设计的 48V50A 电路中采用双晶体管正激式变换电路，其开关管采用IXFH2
15、4N50，其参数为：根据如前所述，驱动电压、电流的理想波形不应该是一条直线，而应该是如图 6 所示的波形。实验波形见图 7。7 结论本文详细介绍了 MOS 管的电路模型、开关过程、输入输出电容、等效电容、电荷存储等对 MOS 管驱动波形的影响，及根据这些参数对驱动波形的影响进行的驱动波形的优化设计实例，取得了较好的实际效果。影响 MOSFET 开关速度除了其本身固有 Tr,Tf 外,还有一个重要的参数:Qg (栅极总静电荷容量).该参数与栅极驱动电路的输出内阻共同构成了一个时间参数,影响着 MOSFET 的性能(你主板的MOSFET 的栅极驱动电路就集成在 IRU3055 这块 PWM 控制芯
16、片内); r6 0 k“ S/ l3 4 u, r/ W厂家给出的 Tr,Tf 值,是在栅极驱动内阻小到可以忽略的情况下测出的,实际应用中就不一样了,特别是栅极驱动集成在 PWM 芯片中的电路,从 PWM 到 MOSFET 栅极的布线的宽度,长度,都会深刻影响 MOSFET 的性能.如果 PWM 的输出内阻本来就不低,加上 MOS 管的 Qg 又大,那么不论其 Tr,Tf如何优秀,都可能会大大增加上升和下降的时间偶认为,BUCK 同步变换器中,高侧 MOS 管的 Qg 比 RDS 等其他参数更重要,另外,栅极驱动内阻与Qg 的配合也很重要,一定 程度上就是由它的充电时间决定高侧 MOSFET
17、的开关速度和损耗.看从哪个角度出发。电荷泻放慢，说明时间常数大。时间常数是 Ciss 与 Rgs 的乘积。栅源极绝缘电阻大，说明制造工艺控制较好，材料、芯片和管壳封装的表面杂质少，漏电少。时间常数大，栅源极等效输入电容也大。栅源极等效输入电容，与管芯尺寸成正比并与管芯设计有关。通常，管芯尺寸大，Ron(导通电阻) 小、跨导（增益）大。栅源极等效电容大，会增加开关时间、降低开关性能、降低工作速度、增加功率损耗。Ciss 与电荷注入率成正比，可能还与外加电压有关并具有非线性等。以上，均是在相同条件下的对比。从应用角度出发，同等价格，多数设计希望选用 3 个等效电容（包括 Ciss）小的器件。Ciss=Cgd+Cgs，充放电时间上也有先后，先是 Cgs 充满，然后是 Cgd.。
