1、高频高压变压器分布电容探讨收藏此信息 打印该信息 添加：用户发布 来源：未知摘要：本文在分析高频变压器分布参数机理的基础上，以高压直流 LCC 谐振变换器为实例，阐述了高频高压变压器分布电容对电路带来的不利影响，提出了一种补偿的方法，进行了仿真和实验，提出了高频高压变压器分布电容的测试方法，推导了补偿电感的计算公式，综合使用了两种针对分布电容的处理方法。实验结果表明该方法的正确性。 关键词：分布电容 高频 变压器 LCC 谐振 Abstract:On the base of analyzing of mechanism of distributed parameters in high fre
2、quency transformer, and with a instance of LCC resonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compensation method ,waveforms of both simulation and experiment, and a method of measuring distributed capacitance are given
3、 .Formula for calculation compensation inductance is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory.中图分类号: 文献标识码: 文章编号： 摘 要：本文在分析高频变压器分布参数机理的基础上，以高压直流 LCC 谐振变换器为实例，阐述了高频高压变压器分布电容对电路带来的不利影响，提出了一种补偿的方法，进行了仿真和实验，提出了高频高压变压器分布电容的测试方法，推导了补偿电感
4、的计算公式，综合使用了两种针对分布电容的处理方法。实验结果表明该方法的正确性。 关键词：分布电容 高频 变压器 LCC 谐振 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in High-Frequency and High-Voltage Transformer Jin Shun1 ， Zheng Guang1 ，Shi Ming2 （Xian University of Technology, Xian 710048, China; Xian Telecom, Xian 710003,China） Abstract: On the bas
5、e of analyzing of mechanism of distributed parameters in high frequency transformer, and with a instance of LCC resonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compensation method ,waveforms of both simulation and experi
6、ment, and a method of measuring distributed capacitance are given .Formula for calculation compensation inductance is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory. Key words: Distributed Capacitance High Frequency Transformer LCC Reso
7、nant 1 前 言 随着开关电源频率的不断增加，在满足了减小开关电源体积要求的同时，也带来了一系列新的问题。例如分布参数在高频情况下对电路的影响就不能再被忽略。在开关型电源电路中，高频变压器是电气隔离，传输能量，电压变换的重要元件。在高频情况下，许多应用于工频的变压器设计方法不再适用，考虑及解决好高频变压器的分布参数问题非常重要。2 高频变压器分布参数模型及对分布参数问题的一般解决办法 文献1指出：变压器的分布参数主要是漏感和分布电容。分布电容主要是匝间电容和层间电容。并建立了一个绕组的分布参数模型（图 1），再经过叠加折算得到整个变压器的分布参数模型。由图 1a 可计算得绕组的等效并联电容
8、 。 等效电容 一般是 pF 数量级，在工频时可将其忽略，但在高频时其对变压器的影响不容忽视。该分布电容由变压器结构，材料，体积，绕制工艺等因素决定，目前不可能完全消除。(a) (b)图 1 (a)变压器磁路中的绕组 （b ）图 1a 的等效电路 对待该电容的处理主要有两种方法，一是利用，二是补偿。如果系统需要在变压器端口并联一个电容，正好可以利用分布电容作为该并联电容，不仅解决了分布电容带来的危害，还减少了元器件的数量。这是最为积极有效的办法。反之，若在变压器端口并联电容会给系统带来危害，则必须减弱其影响。主要是通过工艺上的改进和在变压器外部对其进行补偿。下面通过工程中实例高压直流 LCC
9、谐振变换器，详细阐述两种方法的应用。3 LCC 主电路原理介绍 该电源输入工频 220V 电源，输出直流电压 010000V,输出最大功率 500W。主电路（图 2）由两级变换电路组成，前级为 Buck 降压电路，用来实现稳压目的。后级为 LCC 谐振电路，为开关器件提供零电压开通条件，变压器副边采用高压硅堆整流，输出为 10kV。 ? 通过对 LCC 谐振电路的详细分析，由电路工作于主模式的状态轨迹图，推导出其稳态时的解析表达式，根据此解析表达式画出 LCC 谐振电路的负载曲线。最后，根据此曲线设计了实验参数： ， ， 。设计电路稳态时，工作于如下状态：开关频率为 20KHz，T=50s，输
10、出功率 500W，输出电压10kV。高压变压器变比为 1：100，则变压器原边的电压为 100V，Io 为 5A。 4 实验波形及结果分析 实验中，负载为 200k 电阻，输出负载电压为 10kV。图 3（a ）中，通道 1 为开关管上的电压波形 VCE=2VS，大约 160V，通道 2 为谐振电感电流波形，峰值大约20A。图 3（b）为谐振电容 C2 上的电压波形。图 3（c）为输出负载部分电压，等于总电压的二十分之一。实测效率约为 90%，这主要由于 BUCK 调压电路开关损耗较大。 ? （c）输出负载部分电压 图 3 实验波形 从实验波形上看，基本与理论分析一致，输出电压也能够达到 10
11、000V，系统能够按设定工作。但是，在持续工作一段时间后发现谐振电感 L 发热严重，主谐振电流开始不稳定，噪声加大，系统不能正常工作。由于在一段时间内系统能够正常工作，说明电路原理没有问题。又鉴于故障发生总是在半小时左右，初步断定故障是由 L 发热引起。由图 3a 可见流过 L 的主谐振电流峰值为 20A，这比设计值 10A 大了一倍。输出一万伏直流电压加在 200K 电阻负载上消耗 500W 功率没有问题，变压器副边高压滤波整流模块亦没有发热现象。测量变压器原边输入电流峰值为 19A 左右，远超过设计值。说明问题出在变压器上。对该 1：100 变压器进行空载试验，输入 20KHz 交流，发现
12、空载电流非常大，且电流超前电压 90 度，似乎该变压器带了一个电容负载。5 分布电容的测量及仿真验证 考虑到前述的高频变压器绕组分布参数模型，建立图 4 所示的高频变压器模型。(a)高频变压器模型(b)高频变压器简化模型图 4 高频变压器分布参数模型及简化 其中 L1， L2 分别为原边和副边的漏电感；C1 为原边绕组等效分布电容，C2 为副边绕组等效分布电容；R1，R2 分别为原边和副边绕组的电阻；Tx 为没有分布参数的理想铁氧体铁心变压器。考虑到副边电流很小，R2，L2 可忽略不计。而原边只有几匝，R1 亦忽略不计。再将 C2 折算到原边后得到图 4a 的简化模型(图 4b)。考虑到副边匝
13、数是原边匝数的 100 倍，且绕制工艺一样，可以得到 。将 C2 折算至原边后,有：将图 4b 虚线框内的 型双端口网络等值为 T 型双端口网络（图 5a）。又由于 Tx 励磁电抗很大，励磁电流忽略不计，空载时图 5a 可等效为图 5b。(a) T 型双端口网络(b) 空载等效电路图 5 分布参数模型的等效简化 图 5b 中串联阻抗 ，因为 1，所以 。给图 5b 端口加上 20KHz 正弦激励，测量输入电压和电流，可算出：， 把此分布电容并联到变压器副边端口，用 Pspice 仿真软件进行仿真。其结果(图 6a)与不考虑分布电容的仿真结果(图 6b)进行比较可以看出：主谐振电流分别为峰值 2
14、0A 和 10A 左右，分别与实验和理论值相符合。说明上述分布模型以及分布电容的计算是比较准确的。（a）考虑分布电容的仿真波形（b）未考虑分布电容的仿真波形图 6 仿真波形 （依次为：输出电压， 开关管压降，主谐振电流） 6 分布电容解决方案 解决该分布电容对系统的不利影响，可从两方面着手：1.利用 2.补偿。考虑到主电路正好需要与该主变压器原边端口并联一个 0.2uF 的电容，而由以上分析可知分布电容折合到原边相当于在原边并联了一个 1uF 左右的电容，因此可去掉原电路中 0.2uF 的电容，利用 1uF 的分布电容代替。然而 1uF 电容比期望的 0.2uF 大得多，因此需要进一步采取措施
15、减小分布电容。这可以从两个途径来着手。一是改进变压器的绕制工艺，一是用外部并联电感进行补偿。在多次改进工艺效果不明显的情况下，采用第二种方法。下面就补偿法详细介绍。在图 5a 虚线框左端口并联电感 L*，得到电路图 7a。(a)加电感补偿后的电路（b）a 图虚框内的 T 型等值电路（c） b 图虚框内的等效简化电路图 7 电感补偿电路的分析简化 图 7a 虚线框内的 型双端口网络可以等效为图 7b 虚线框内的 T 型双端口网络。其中： （式 1）， 。现令 C*=0.2uF，得 L*=0.08mH，再将 L*代入式 1，并考虑到 L1 和 C2数量级都是 ，Z1 相当于是一个相当大的电容，对于
16、 20KHz 来说 Z1 相当于短路。因此，可得到图 7c 的简化等效电路。从图 7c 可以明显的看出，经过 L*补偿以后，原来的变压器相当于漏感加大了一倍，并在原边并联了一个 0.2uF 的电容，正好符合主谐振电路的参数要求。当然也可以在变压器副边并联补偿电感，但考虑到副边电压非常高，电感体积很大以及制作调试困难而不予采用。7 实验验证 （a ） 开关管电压与谐振电感电流波形(b) 谐振电容 C2 电压 (c) 输出负载部分电压 图 8 用电感补偿分布电容后的实验波形 实验中实际并联电感 0.06mH,与分析值差 0.02mH，这主要是由测量和对模型的简化造成的误差，但数据基本正确，仍有很好的指导意义。从以上波形可以看出主谐振电流减小到 10A 左右。主谐振电感几乎不再发热，电路能够持续稳定工作。8 结 论 高频高压变压器分布电容不容忽视。通过利用和补偿两种方法的综合运用能够较好地解决这个问题。利用及解决好分布参数问题对设计及制作高频高压变压器有重要的理论及实用价值。参考文献： 1 邵学飞，李威强，浅析高频变压器分布参数的变化趋势，电力电子技术，1995(1)：4446 2 张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计，北京：电子工业出版社，1998. 3 蔡宣三等，高频功率电子学，北京：科学出版社，1993
