1、一种有效的反激钳位电路设计方法0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。由于 RCD 钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合 RCD 钳位更有实用价值。 1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的 2左右。设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨
2、架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。2 RCD 钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型图 1 为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起 EMI 问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源 RCD 钳位电路，其拓扑如图 2 所示。2.2 钳位电路工作原理引入 RCD 钳位电路，目的是消耗
3、漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。要做到这点必须对 RC 参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当 S1 关断时，漏感 Lk 释能，D 导通，C 上电压瞬间充上去，然后 D 截止，C 通过 R 放电。就是反射电压均是将反射电压吸收了部分实验表明，C 越大，这儿就越平滑实验表明 R 或 C 值越小就会这样，R 太小，放电就快，C 太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。1)若 C 值较大，C 上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图 3(a)；2)若 C 值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻
4、变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图 3(b)； 3)若 RC 值太小，C 上电压很快会降到副边反射电压，故在 St 开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图 3(c)：4)如果 RC 值取得比较合适，使到 S1 开通时，C 上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C 上能量恰好可以释放完，见图 3(d)，这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。第 2)和第 3)种方式是不允许的，而第 1)种方式电压变化缓慢，能量不能被迅速传递，第 4)种方式电压峰值大，器件应力大。可折衷处理，在第 4)种方式基础上增大电容，降低电压峰值，同时调节 R，使到
5、S1 开通时，C 上电压放到接近副边反射电压，之后 RC 继续放电至 S1 下次开通，如图 3(e)所示。本人认为此分析清楚地说明 RC 放电时间常数要大于开关周期，至少要大于截止时间，也就是 RC 振荡频率小于开关频率。2.3 参数设计S1 关断时，Lk 释能给 C 充电，R 阻值较大，可近似认为 Lk 与 C 发生串联谐振，谐振周期为 TLC=2 ，经过 14 谐振周期，电感电流反向，D 截止，这段时Lk间很短。由于 D 存在反向恢复，电路还会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时间极为短暂，因此叮以忽略其影响。总之，C 充电时间是很短的，相对于整个开关周期，可以不考虑。本人认为这讲的极有道
6、理，开关管截止时间里充电过后就要放电，所以在实际实验中如果 R 太小还没到开关管导通 C 的电已放完了，故出现了一个平台，这时会消耗反射电压的能量，所以 R 的取值一定要使 C 的放电电压在开关管导通时不小于反射电压。在进入到导通时间后 C 的电压为负值，千万不要认为是某个电压对 C 反向充电，本人认为是开关管导通后呈现的低电位。对于理想的钳位电路工作方式，见图 3(e)。S1 关断时，漏感释能，电容快速充电至峰值 Vcmax，之后 RC 放电。由于充电过程非常短，可假设 RC 放电过程持续整个开关周期。RC 值的确定需按最小输入电压（但有的书上说是按最大值，实际测试表明似乎应是最大值），最大
7、负载，即最大占空比条件工作选取，否则，随着 D 的增大，副边导通时间也会增加，钳位电容电压波形会出现平台，钳位电路将消耗主励磁电感能量。对图 3(c)工作方式，峰值电压太大，现考虑降低 Vcmax。Vcmax 只有最小值限制，必须大于副边反射电压可做线性化处理来设定 Vcmax，如图 4 所示，由几何关系得为保证 S1 开通时，C 上电压刚好放到 需满足将(1)式代入(2)式可得对整个周期 RC 放电过程分析，有根据能量关系有式中：IpkLk 释能给 C 的电流峰值将式(1)和式(4)代人式(5)，得同理这公式有错误应是除以 LnDon.结合式(3)，得应是电阻功率选取依据式中：fs 为变换器
8、的工作频率。3 实验分析输入直流电压30(12)v，输出 12VlA，最大占空比 Dmax=0.45，采用UC3842 控制，工作于 DCM 方式，变压器选用 CER28A 型磁芯，原边匝数为 24 匝，副边取 13匝。有关实验波形如图 5图 8 所示。图 7 显示在副边反射电压点没有出现平台，说明结果与理论分析吻合。4 结语按照文中介绍的方法设计的钳位电路，可以较好地吸收漏感能量，同时不消耗主励磁电感能量。经折衷优化处理，既抑制了电容电压峰值，减轻了功率器件的开关应力，又保证了足够电压脉动量，磁芯能量可以快速、高效地传递，为反激变换器的设计提供了很好的依据。网上相关人员讨论：1关于吸收电路的
9、问题，很有分析的必要，我也曾对此仔细分析过。我再分析一下，你可以按照这个思路自己进行计算。 开关管漏极上的电压由三部分组成：电源电压，反击感应电压(等于输出电压除以杂比)，漏感冲击电压。 吸收电路，一定要让他只吸收漏感冲击电压，而不要对另外电压起作用，那样不仅会增大吸收电阻的负担，还会降低开关电源的效率。 首先计算吸收电阻的功耗，如果能做到只对漏感能量吸收，那么他的功率容量应该是漏感功率的 1.5-2 倍。 漏感的量能为 0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip 关断时的开关管峰值电流，这样算出来的结果是很准确的。 由于吸收电容的另一端是接在正电源上的，所以它的电压只有两部
10、分：反击感应电压(等于输出电压除以杂比)，漏感冲击电压。电压是一个微分波形，也就是电容放电波形，随着放电，电压会越来越低，当开关管的截止期结束时，一定不要让电压下降到反激感应电压以下，否则就会损耗“本体”能量。 再计算吸收元件的数值，电容太小时，漏感能量灌入后，电压会突升的太高，有可能击穿开关管，可以根据你的开关管耐压，和你希望的振铃高度，确定一个峰值电压，比如 100 伏，截止期结束时，我们给他定一个终止电压，比如 50伏，这样，就可以计算出吸收电容的数值来： 原理是，电容电压变化量所导致的能量差 = 一个周期的漏感能量。 （上面的公式5） 假设反激感应电压为 U，那么电容电压的最大值就是(
11、U+100)，最小值就是(U+50)，电容中的能量有一个计算公式，Ec=0.5*C*U*U， 所以，能量差就是：Ech-Ecl=0.5*C*(U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50)，U 是已知的，能量差也是已知的，电容还算不出来吗？ 最后计算吸收电阻。电容放电公式：u=Uo*exp(-t/)，t/=-ln(U+50)/(U+100)经本人推算应是 t/=-ln(U+100)/(U+50)，或-t/=-ln(U+50)/(U+100)，掉了个负号原文作者在发贴时可能笔误，t=截止期时间(按正常工作时的截止时间计算)，可以算出 ，=RC 吸收时间常数，那么吸收电阻不也就出来吗？本
12、人认为这个讲的有道理.2.按上述理论进行计算： 变压器初级电感 L=632uH，漏感 Llou= 29uH。 先算 Ip: 假定最大输出功率时是 DCM 模式. 则 Pin = 0.5*Ls*Ip*Ip*f Ip = (Pin/0.5*Ls*f)(0.5) = (P0/*0.5*Ls*f)(0.5) = (150/0.85*0.5*623*10(-6)*70*10(3) = 2.7A 漏感的能量为 0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip 关断时的开关管峰值电流 Wlou= 0.5*Ls*Ip*Ip*f = 0.5 * 29*10(-6) * 2.7 * 2.7 * 70*10(3) = 7.3 W 由上面漏感能量数值可看出，漏感能量太大了，如果此能量全都由电阻来消耗，按两倍功率计算，要 15W 的电阻。这是无法办到的。 这么大的功耗，从上面计算可以看出，是由于初级 Ip 太大造成的。如果是几十 W 的电源，那么功耗就可以接受了。 对以上结果，请问计算有问题没有？有什么办法？
