一种H型双极模式PWM控制的功率转换电路设计.doc

1、 电源招聘专家 一种 H型双极模式 PWM控制的功率转换电路设计 低速特性是衡量转台伺服系统性能的重要指标之一。影响低速特性的因素有很多，其中最主要的是摩擦力矩和电机波动力矩的干扰。对摩擦力矩的干扰，可以采取摩 擦力矩补偿方法，来降低摩擦力矩干扰对伺服系统低速特性的影响。但在工程中很难确定摩擦力矩的准确模型，因此这些补偿方法在工程中应用比较困难。 H 型双极模式 PWM 控制提高转台伺服系统低速特性的作用十分显著，而且简单易行。H 型双极模式 PWM 控制能够提高伺服系统的低速特性，是因为 H 型双极模式 PWM 控制的电动 机电枢回路中始终流过一个交变的电流，这个电流可以使电动机发生高频颤动

2、，有利于减小静摩擦，从而改善伺服系统的低速特性。但 因其功率损耗大， H 型双极模式 PWM 控制只适用于中、小功率的伺服系统。因此，有必要设计一种能够减小功率损耗的 H 型 双极模式 PWM 控制的 功率转换 电路，使得 H 型 双极模式 PWM 控制应用在大功率伺服系统中。 H 型双极模式 PWM 控制的功率损耗 如图 1所示， H 型双极模式 PWM 控制一般由 4个大功率可控开关管 (V 1-4)和 4个续流二极管 (VD 1-4)组成 H 桥式电路。 4个大功率可控开关管分为 2组， V1和 V4为一组， V2和 V3为一组。同一组的两个大功率可控开关管同时导通，同时关闭，两组交 替

3、轮流导通和关闭，即驱动信号 u1=u4， u2=u3=-u1，电枢电流的方向在一个调宽波周期中依次按图 1中方向 1、 2、3、 4变化。由于允许电流反 向，所以 H 型双极模式 PWM 控制工作时电枢电流始终是连续的。电枢电流始终连续产生电动机的附加功耗、大功率可控开关管高频开通关闭产生的导通功耗和开关 功耗等动态功耗，是 H 型双极模式 PWM 控制功率损耗的主要来源。决定电动机附加功耗大小的因素主要是 PWM 的开关频率，开关频率越大附加功耗 就越小。决定 大功率可控开关管的动态功耗大小的因素主要是大功率可控开关管的开通关闭时间和 PWM的开关频率，开通关闭时间越长动态功耗就越大， PW

4、M 开关频率越大动 态功耗就越大。 图 1H 型双极模式 PWM 控制原理图 电枢回路的附加功耗、大功率可控开关管的动态损耗，使得 H 型双极模式 PWM 控制的功率损耗很大、不适合应用在大功率伺服 系统中。为了解决这个问 题，本文将以减小电动机电枢回路的附加功耗和大功率开关管的动态功耗为原则，设计 H 型双极模式 PWM 控制的功率转换电路，以使 H 型双极模式 PWM 控制应用 在大功率伺服系统中。 电源招聘专家 H 型双极模式 PWM 控制的功率转换电路设计 设计 H 型双极模式 PWM 控制的功率转换电路的核心是：功率转换器件的选取及其驱动电路设计、保护电路的设计。 功率转换器件 常用

5、的大功率可控开关管主要有大功率双极型晶体管 (GTR)、大功率电力场效应管(MOSFET)和 IGBT 等。 GTR 的主要缺点是：开通关闭 时间长、 开关功耗大、工作频率低、热稳定性差、容易损坏。 MOSFET 的主要缺点是：管子导通时通态压降比较大、管子功率损耗大。绝缘栅双极晶体管 IGBT(Isolated Gate Bipolar Transistor)集 GTR 和 MOSFET 的优点于一身，既具有通态电压低、耐高压、承受电流大、功率损耗低的特点，又具有输出阻抗高、速度快、热稳 定性好的特点。因此， IGBT 具有广阔的工程应用前景。 本文的功率转换电路采用 2MB1300D-14

6、0型号的 IGBT 作为功率转换器件，其示意图如图2中右侧所示， G 是栅 (门 )极、 C 极是集电极、 E 极是发射极。 IGBT 驱动条件与 IGBT 特性的关系经实验测得如表 1所示，其中 Vces、 ton、 toff、 Vce、 R 分别为集电极 -发射极饱和压降、 开通时间、关闭时间、集电极 -发射极电压和栅极电阻， 、 -、 分别表示增大、不变、减小。从表 1可以看出： 增大正向栅压 +Vge， Vces 和 ton 随之减小， IGBT 的动态功耗随之减小； 增大反向栅压 -Vge， toff 随之减小， IGBT 的动态功耗随之减小； 增大 R， IGBT 的 ton、 t

7、off 随之增大， IGBT 的动态功耗随之增大。 表 1IGBT 驱动条件与 IGBT 特性的关系 因此，减小 IGBT 的动态功耗，需要增大正向栅压 +Vge、增大反向栅压 -Vge、减小 ton和 toff。但 Vge 并非越高越好，原因是 Vge 过高时电流增大，容易损坏 IGBT。一般 +Vge 不超过 +20V。 IGBT 关断期间，由于电路中其它部分的干扰，会在栅极 G 上产生一些高频振荡信号，这些 信号轻 则会使本该关闭的 IGBT 处于微通状态、增加 IGBT 的功耗，重则会使逆变电路处于短路直通状态，为了防止这些现象发生反向栅压 -Vge 越大越好。 根据上述关系可以总结，

8、 IGBT 对驱动电路的要求主要有：动态驱动能力强、正向和反向栅压合适、输入输出电 隔离 能力 强、输 入输 出信 号传输 无延 时、 具有 一定 保护 功能。 为了减小 IGBT 的动态功耗和保障电路安全，满足 IGBT 的驱动要求，需合理确定 +Vge、-Vge 和 R 的值。这些都需要通过设计驱动电路来实现。 驱动电路设计 设计性能良好的驱动电路，可以使 IGBT 工作在比较理想的开关状态、缩短开关时间、减小开关功耗、提高功率转换电路的运行效率。 IGBT 栅极驱 动方式主要有变压器驱动法、直接驱动法和光耦隔离驱动法。变压器驱动法有利于驱动信号的隔离、驱动功率损耗很小，但限制了使用频率，

9、不利于 PWM 信号的传 输。直接驱动法适用于小容量的不加保护的 IGBT的场合。光耦隔离驱动法对光耦的要求较高，要求光耦速度快，绝缘耐压高于电源电压，共模抑制比大。 SEMIKRON 公司的 SKHI22AH4模块是应用变压器驱动原理的驱动器件。当 SKHI22AH4模电源招聘专家 块驱动 IGBT 时，它的 最大工作频率可 达 100kHz，完全解决了限制使用频率问题。 SKHI22AH4模块驱动 IGBT 的电路原理图如图 2。图 2中虚线方框是 SKHI22AH4模块结构简 图，模块中分初级和次级两个部分，这两个部分是绝缘的，使得驱动电路具有良好的输入输出电隔离能力；模块有 2个 in

10、put、 2个 output，一个 input 对应一个 output， input 是变压器初级， output 是变压器次级； SKHI22AH4模块中还有针对短路、过流和电压不稳等错误的测 量装置和错误信息储存装置，用来实现多种电路保护功能。 SKHI22AH4模块的工作原理是： PWM 控制信号加在变压器初级，变压器次级输出放大的驱动信 号驱动 IGBT。 SKHI22AH4模块的供电电压是 +15V，当其驱动 2MB1300D-140型号的 IGBT 时，其驱动输出的导通电压可 达 +14.2V、关闭电压可达 -2V，完全满足减小 IGBT 动态功耗对 +Vge、 -Vge 的要求。

11、为了减小 ton、 toff，在允许的范围内取 Ron=3.38， Roff=3.38。在力求减小功率损耗的原则下，在设计电路保护功能过程中选择其外围元器件。 图 2SKHI22AH4模块驱动 IGBT 的原理图 SKHI22AH4的主要电路保护功能设计： 1)短路保护功能 在 C 极和 E 极间容易出现短路的现象。短路时，电流增大， IGBT 的功率损耗迅速增大 (随着电流的平方增大 )，严重时会造成 IGBT 的损坏。因 此，需要对 IGBT 进行短路保护。如图2所示，通过对 C 极和 E 极的电压的比较，就实现了对 C 极和 E 极间的短路保护。实现短路保护， 就要合理确定 Rce 和

12、Cce 的值。具体步骤如下： 确定 Vces 的值。 Vces 既不能过大也不能过小，过大会增加 IGBT 动态功率损耗，过小会减弱短路保护能力，一般取 5.6V。为了减小 IGBT 的动态功率损耗，可以适当减小，但不能小于 3.5V。这里取 Vces=4V。 确定 Rce。由公式 (1)求得 Rce=13。 确定 tmin。由 SKHI22AH4模块的特性知， tmince=470pF。 电源招聘专家 2)互锁保护功能 SKHI22AH4模块具有互锁功能，以防止 H 桥同侧臂的 2个 IGBT 同时导通。互锁功能就是：在 H 桥同侧臂的 2个 IGBT 中，一个 IGBT 关闭后要有一段延时

13、，另一个 IGBT 才能开通。互锁的锁定时间 ttd=2.7+0.13Rtd(Rtd 为互锁电 阻 )， 2.7s是由于 SKHI22AH4 模块中已经集成了一个互锁电阻产生。取 Rtd=08，则 ttd=2.7s。 3)错误监测 SKHI22AH4模块具有错误监测功能 ，它可以对短路、过流、电压不稳等错误进行监测。当错误发生时， SKHI22AH4模块停止运行，并将错误信号存储在 Errormemory 中，直到错误排除，才能从新运行。 按照上述驱动电路设计，可得 SKHI22AH4模块的驱动波形，如图 3所示。 图 3SKHI22AH4模块输入输出的波形图 H 型双极模式 PWM 控制的功

14、率转换电 路 经过上述设计，得 H 型双极模式 PWM 控制的功率转换电路原理图，如图 4所示。经实验测试得，图 4所对应的功率转换电路中 IGBT 的 ton=1.8Ls、 toff=1.4Ls，则 IGBT 的开关时间为 3.2Ls。 图 4H 型双极模式 PWM 控制的功率转换电路原理图 实验 设计完 H 型双极模式 PWM 控制的功率转换电路后，还要确定合 理的 PWM 开关频率，才能进一步减小功率损耗、实现 H 型双极模式 PWM 控制在大功率伺服系统中的应用。 PWM 开关频率的计算 合理的开关频率不但可以进一步减小功率损耗、提高效率，而且还可以使系统性能与连续系统的性能相差无几。

15、综合来看，开关频率的确定，受到很多相互矛盾的因素决定： 为了改善静摩擦对伺服系统低速性能的影响、使得电动机在零位处于动力润滑状态，电源招聘专家 因 此双极模式 PWM 控制工作时考虑微振特性的开关频率应满足公式 (4)； 为了使开关频率不至于对系统的动态性能产生不良影响，频率应远大于伺服系统 本身的 通频带 fc，一般应满足经验式 (5)； 为了避免引起共振，开关频率应该高于系统中所有回路的谐振频率； 为了提高电动机的利用率，必须限制电流脉动量 $Ia，应该满足式 (6)； 开关频率的上限要受到 IGBT 的开关损耗和开关时间的限制，应满足经验式 (7)。 以某三轴飞行仿真转台方位轴伺服系统为

16、例进行计算， 该转台是我们目前国内功率最大的转台之一，功率为 11000W，其中方位轴伺服系统的功率为 7200W。三轴飞行仿真转台方位轴电动机参数如下：力矩系数 KT=82.3N?m/A，供电电压 Us=+120V，电枢电阻 Ra=2.48，电枢电感 La=0.019H，电机轴上静摩擦力矩 Tf=21010N?m，系统通带频率 fc=34Hz，额定电流 IN=60A，启动电流 IsIN， s=Is/IN1， Te=La/Ra=0.0079。 由式 (4) (7)确定开关频率范围 340Hz 图 5功率损耗曲线 试验结果 在某三轴飞行仿真转台方位轴伺服系统中采用可逆单极模式 PWM 控制时，方

17、位轴伺服系统的能够启动的最低平稳速度为 0.05/s；而采用了本文 设计的 功率转换电路的 H 型双极模式 PWM 控制时，能够启动的最低平稳速度为 0.01/s，如图 6所示 (横坐标轴为采样点，采样频率 400Hz)，方位轴 伺服系统的低速特性得到了明显的提高。图 6某三轴转台方位轴伺服系统的启动速度曲线由于电枢电流有脉动量，电动机会有高频颤动，系统的最低平稳速度随之也 有脉动；但脉动量很小，小于 0.00025/s，仅为速度值 2.5%。 结论 本文设计的 H 型双极模式 PWM 控制的功率转换电路，减小了双极模式 PWM 控制的功率损耗；通过计算合理的开关频率，功耗进一步减小。使得 H 型双 极模式 PWM 控制应用在大功率伺服系统中。实际工程应用表明：其应用在某三轴飞行仿真转台的方位轴大功率伺服系统中，明显提高了伺服系统的低速特性；这种 提高系统低速特性的方法，在工程实际电源招聘专家 中具有简单易行的优点。这种功率转换电路设计在改善大功率伺服系统低速特性中具有较好的实际应用价值。