1、基於台达 AFE2000 的四象限变频控制 摘要： 本文主要阐述台达 C-2000 变频器与 AFE2000 共同构成四象限变频控制模式，此控制模式展现出台达在能量回馈技术方面的突破，真正实现了绿色变频器，有效节省了电能消耗 。 Abstract: In this paper, a control mode for four-quadrant varied-frequency based on C-2000 and AFE2000 is proposed. This control mode shows the breakthrough in energy-feedback technolog
2、y for Delta IABU, so it really realizes the energy-saving inverter and effectively economizes the cost of electricity. 1、 引言 自上世纪 80年代末，变频调速技术登上工业传动的历史舞台以来，变频调速技术就以其调速范围、调速精度、控制灵活、工作效率和使用方便等优点，成为最具影响力的工业自动化调速技术 。 基于该技术发展的变频器一 直延续着采用无控或半控器件来进行电网侧的整流，这种模式导致了变频器只能工作在电动状态，无法实现真正的制动，因此这类变频器被称为两象限变频器。两象限变
3、频器的弱点在于无法实现制动回馈，导致电能的浪费，此外功率因数较低， DCBUS上的电流无法形成真正的正弦，简洁的也造成了电能不必要的浪费。 两象限变频器最大的问题就是整流侧的器件无法实现全控，导致无法进行能量回馈操作。因此，高频PWM整流技术孕育而生了。高频 PWM整流技术分为直接电流控制 PWM整流和间接电流控制 PWM整流两种方式，间接 PWM整流 是依据 PWM整流器的 稳态电压平衡关系得到的控制方式，具有良好的静态特性，控制简单方便，但是同时由于没有检测输入交流电流，造成动态响应慢，稳态性差。为此，在实际的设计中往往在间接电流 PWM整流的基础上增加电压外环，组成双闭环结构，保证动态响
4、应。 2、 三相 PWM整流器工作原理 2.1 主回路 工作模式 三相电压型 PWM整流器主回路如图 1所示。当整流器进入稳态工作状态，输出直流电压恒定，整流桥的三相桥臂按正弦的脉宽调制规律驱动 。 RRRLLLuusbusc+-ouaouboucoiaibicC图 1 三相电压型 PWM 整流器主回路 当 PWM 整流器处于整流状态时，三相交流电源将会通过 IGBT 或二极管向 DC 端进行整流。当 PWM 整流器处于逆变状态，即需要进行能量回馈的时候， DC 端电流将会通过 IGBT 或整流器向电网回馈。 为了讨论三相 PWM 整流器的整流与逆变过程，采用下图所示的空间电压矢量来描述三相桥
5、臂的开关状态。 U 5 ( 1 0 1 )U 1 ( 0 0 1 )U 4 ( 1 0 0 ) U 6 ( 1 1 0 )U 2 ( 0 1 0 )U 3 ( 0 1 1 )wU 0 ( 0 0 0 )U 7 ( 1 1 1 )图 2 空间电压矢量 图中表明，当电网电压信号经过一个周期后，空间电压矢量已经从 U1-U5-U4-U6-U2-U3-U1 旋 转了一周，并且在每个状态的变换中 ，包含了 U0 和 U7 两个状态 。结合图 2，将三相电流空间坐标定义如下： iRiTiS图 3 空间电流坐标 我们将 U1-U5 定义为区域， U5-U4 定义为区域， U4-U6 定义为区域， U6-U2
6、 定义为区域， U2-U3 定义为区域， U3-U1 定义为区域。 各个区域内的电流空间矢量 变化共同造就了合成磁势的旋转 ，从而形成正弦电流。 - iSwiT- iRi合i合- iSiRiT- iTiR- iSi合iRi合- iTiS- iTi合iS- iRiSi合- iRiTi合图 4 合成磁势一周状态 以第区域为例，结合三相电压型 PWM 整流器来进一步描述三相桥臂的导通与 电流流向状况。 在 U1 状态时， RRRLLLus aus bus c+-oua oub ouc oiaibicCRRRLLLus aus bus c+-oua oub ouc oiaibicCU 1 ( 0 0
7、1 )U 5 ( 1 0 1 )V 1 V 3 V 5V 4 V 6V 2V D 1 V D 3V D 5V D 4 V D 6 V D 2V 1 V 3 V 5V D 1 V D 3V D 5V 4 V 6V 2V D 4V D 6V D 2图 5 第区域电流变化与 IGBT 导通状况 V4、 V6、 V5 导通，此时电流 ai 由 VD4 流通， 电流 bi 由 VD6 流通 ，电流 ci 由 VD5 流通。在状态 U2 时， V1、 V6、V5 导通，此时电流 ai 由 V1 流通，电流 bi 由 VD6 流 通，电流 ci 由 VD5 流通。 其他状态可参考相同方式进行分析。 由此可见
8、三相 PWM 整流器的 IGBT 即使导通 电流也不一定会进行流通，这是由于压差造成的，而并联二极管则可配合流通电流。这是三相 PWM 整流器 IGBT 工作的最大特点。 2.2 控制算法原理 从三相 PWM 整流器的主回路驱动状况可以分析出，开关频率很高时，由于电感的滤波作用，高次谐波电压产生的谐波电流非常小，只考虑电流和电压的基波，整流桥可以看作是一个理想的三相交流电压源。适当的调节控制量的大小和相位，就能控制输入电流的 相位，以达到改变功率因数的目的，而控制输入电流的大小以控制传入整流器的能量，也就控制了直流侧电压，可见 PWM 整流器的控制目标是输入电流和输出电压，而输入电流的控制是整
9、流器控制的关键。输入电流的控制目标是使电流波形为正弦波且与输入电压同相位。 三相 PWM 整流器的具体控制思想是通过 SVPWM 控制角超前，以控制功率因数的调节，在此定义超前角为 ，因此功率因数在一定范围内可以通过 来控制。 DC-BUS 侧直流电压可以在一定范围内通 过调制深度M 来控制。对于 PWM 控制电路，调制深度 M 和控制器角 可任意设定。其控制原理图如图 6 所示，图中整流器采用 SVPWM 控制，通过调节相位差 和调制深度 M ，可以独立控制功率因数 cos 和直流电压 dE 。图中黄色和 绿色点画线框，分为为相位控制控制环和电压控制环，只要使用相位控制环就可以使 PWM 整
10、流器运行，使用直流电压控制环可实现 DC-BUS 电压恒定，从而实现过电压状态的能量回馈，保证电压恒定。下面来深入分析一下相位和电压控制过程。 1. 相位控制 相位控制部分也可称为功率因数控制，实质为调节功率因数的大小，保证实现电流与电压的同相位。相位控制环通过检测相电流 Ri 的基波相位，经低通滤波后得相位角 ，再与指令 * 比较，并经 PI 调节器后用于调节 PWM 调制的相位差 ，使系统工作在任意的功率因数角下。 相位检测的精度对控制特性有很大影响，因此，要求有稳定工作的基波电流相位检测电路。 LPF 的输出信号电平决定了 的控制，一般要附加限幅电路，使 限制在 4/ 之内。 RRRLL
11、Lus aus bus c+-oua oub ouc oiaibicCV 1 V 3 V 5V 4 V 6V 2V D 1 V D 3V D 5V D 4 V D 6V D 2 / 2 移相 电 路相 位 比较 电 路L P F- *相 位控 制生 成 P W M调 制 深 度 限 制 电 路调 制 深 度 限 制 电 路+-E dE d*MU d图 6 控制系统框图 2. 电压控制 PWM 整流器的输出直流电压基本上取决于交流线电压和调制深度 M ，并与调制深度 M 基本成反比关系，因此，可以与功率因数分开，独立控制直流电压。从控制特性上考虑，当直流电压需要稳定控制时，必须用到电压控制环，由
12、于直流电压与 M 成反比关系，因此，控制电路对电压控制信号最好具有线性关系。而且，闭环控制时，最好加调制深度限幅电路，使得调制深度不要小于 CM 。 2.3 有功无功分解控制 了解到三相 PWM 整流器的控制原理后，在此基础上进行算法的深入研究。通过控制原理的了解，我们可以发现， PWM 整流器的控制目标是输入电流和输出电压，而输入电流的控制是整流器控制的关键。输入电流的控制目标是使电流波形为正弦波且与输入电压同相位。 在 PWM 整流器控制方法上，将三相交流电流变换成 d-q 坐标系，从而进行对电流 d、 q 的分量单独控制，这样有功功率和无功功率的单独调节将会十分简便。 通过图 1 可列出
13、 PWM 整流器的三相控制电压方程： coccscbobbsbaoaasaURidtdiLuURidtdiLuURidtdiLu（ 2-1） 采用空间坐标变换方法，将上述方程变换到亮相静止坐标中，其变换阵为： 232302121132/ a bcT （ 2-2） 变换方程为： scsbsaab cuuuTuu / （ 2-3） 再进一步由 坐标系转换为 qd 坐标系，变换阵位： tt ttT dq c o ss in s inc o s/（ 2-4） 变换方程为： uuTuu dqqd /（ 2-5） 经过以上变换后，在同步旋转坐标系下 PWM 整流器方程为： qdqqsqdqddsdULiR
14、idtdiLuULiRidtdiLu （ 2-6） 上式中， sdu 与 squ 为 qd 坐标系下的电源电压， dU 和 qU 为 qd 坐标系下的桥臂中点控制电压。 再回到三相空间静止坐标下，取三相输入电压 sau 、 sbu 和 scu 为： 32c o s32c o sc o stUutUutUumscmsbmsa（ 2-7） 则经过同样坐标变换，在 qd 同步坐标系下有： 0sq msdu Uu（ 2-8） 将（ 2-8）代入（ 2-6）得： dqqqmqdddLiRidtdiLUULiRidtdiLU （ 2-9） 式（ 2-9）可见， qdii, 之间存在耦合，通常有电压前馈解耦
15、控制和电流反馈解耦控制两种，前者虽是一种完全线性化的解耦控制方案，但实时性问题实现起来效果并不好。本文采用电流反馈解耦控制方式，它实施方便，控制电路简单。 实际应用中，当电压环的采样频率远高于电网电压的频率时，在方程中造成互耦的 diL 和 qiL 对电流调节器性能影响小，忽略之，这样将电流控制指令 *,qdii 与反馈电流 qdii, 比较，其误差经过 PI 调节得到电压给定信号，即： )()(*qqipqddipdiiskkUiiskkU （ 2-10） 将式（ 2-1）至式（ 2-10）的思想整合起来，得到控制框图如下所示： Uo*UoP IP I输 出 电 压 检 测P I-A B C
16、 / d qd q / 空 间 电压 矢 量P W M调 制确 定 电 压矢 量 位 置iqidiq*= 0id*Ud*Uq*w tiaibicC0图 7 PWM 整流器矢量变换控制图 3、 台达 AFE2000能量回馈单元 AFE-2000 是台达 IABU 提出的一款与变频器匹配的能量回馈装置， AFE-2000 采用有功无功电流解耦控制，通过 CLARK-PARK 变换达到有功和无功的解耦控制，从而实现功率因数调整和能量回馈控制。其外观图如下所示： 图 8 AFE-2000 外观图 AFE2000 将回生能量通过 IGBT 逆向回馈至电网，改善了传统的热电阻消耗的热能浪费，维修困难等缺点
17、。两种模式的状况对比如下图所示： R e s i s t o rT r a d i t i o n a l B r a k i n g R e s i s t o rR e s i s t o r能 量 以 熱 能 方 式 消 耗 能 量 回 生 至 電 力 系 統電 力 系 統變 頻 器M回 生 能 量回 生 能 量: : P r e gP r e g馬 達 能 量馬 達 能 量: P m: P mE n e r g y S a v i n g sE n e r g y S a v i n g sR E G制 動 單 元制 動 電 阻R e g e n e r a t o rR e g e
18、n e r a t o rR e g e n e r a t o r變 頻 器 M電 力 系 統改 善 諧 波 ， 提 升 功 因能 量 回 生 至 電 力 系 統A F E 變 頻 器電 力 系 統MT r a d i t i o n a l B r a k i n g R e s i s t o r能 量 以 熱 能方 式 消 耗電 力系 統變 頻 器回 生 能 量回 生 能 量馬 達 能 量馬 達 能 量= Pm-Pr e gR E G制 動 單 元制 動 電 阻R e g e n e r a t o r變 頻 器A F E變 頻 器A c t i v e F r o n t E n d
19、能 量 回 馈 至电 网改 善 谐 波 ， 提 升功 率 因 数 ， 能 量回 生 至 电 网電 力系 統電 力系 統图 9 回生能量消耗方式 通过图 9 可知，能量回馈也分为两种方式，一种为只进行能量回馈，但是无法实现功率因数的改善。另一种为进行能量回馈，同时也进行功率因数的改善。 AFE-2000 属于最高层，即可以进行能量回馈，同时也能实现功率因数的改善 ，且控制参数简便，容易调整。 4、 结语 三相 PWM 整流器因其所具备的功率因数改善和能量回馈等功能，越来越受到广大工程应用人员的青睐。台达 AFE2000 正是基于三相 PWM 整流器开发的能量回馈单元，其控制模式简单，功能强大，能同时 进行功率因数与 DCBUS 电压的双重调整，将其与变频器连接后，真正实现了绿色调频的理念，抛弃传统的能耗很高的热能消耗方式，将回生能量充分利用，符合节能、环保、爱地球的理念。
