1、笼型异步电机变压变频调速系统（VVVF系统）转差功率不变型调速系统,电力拖动自动控制系统,第 6 章,概 述,异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。因此现在应用面很广，是本篇的重点。,本章提要,变压变频调速的基本控制方式异步电动机电压频率协调控制时的机械特性*电力电子变压变频器的主要类型变压变频调速系统中的脉宽调制（PWM）技术基于异步电动机稳态模型的变压变频调速异步电动机的动态数学模型和坐标变换基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制系统基于动
2、态模型按定子磁链控制的直接转矩控制系统,6.1 变压变频调速的基本控制方式,在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素是：希望保持电机中每极磁通量 m 为额定值不变。如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果过分增大磁通，又会使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。,对于直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应有恰当的补偿， m 保持不变是很容易做到的。在交流异步电机中，磁通 m 由定子和转子磁势合成产生，要保持磁通恒定就需要费一些周折了。,定子每相电动势,（6-1）,式中：Eg 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；,定子频率，单位为Hz；,
3、定子每相绕组串联匝数；,基波绕组系数；,每极气隙磁通量，单位为Wb。,f1,Ns,kNs,m,由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可达到控制磁通m 的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。,一、 基频以下调速,由式（6-1）可知，要保持 m 不变，当频率 f1 从额定值 f1N 向下调节时，必须同时降低 Eg ，使,常值 （6-2）,即采用恒值电动势频率比的控制方式。,恒压频比的控制方式,然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 Us Eg，则得（6-3） 这是恒压频比的控制方式。,但是，
4、在低频时 Us 和 Eg 都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。这时，需要人为地把电压 Us 抬高一些，以便近似地补偿定子压降。 带定子压降补偿的恒压频比控制特性示于下图中的 b 线，无补偿的控制特性则为a 线。,带压降补偿的恒压频比控制特性,a 无补偿,b 带定子压降补偿,二、 基频以上调速,在基频以上调速时，频率应该从 f1N 向上升高，但定子电压Us 却不可能超过额定电压UsN ，最多只能保持Us = UsN ，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。 把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下图所示。,变压变频控制特性,图6-2 异步电机
5、变压变频调速的控制特性,Us,mN,m,如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。,6.2 异步电动机电压频率协调控制时 的机械特性,本节提要恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性基频以下电压-频率协调控制时的机械特性基频以上恒压变频时的机械特性恒流正弦波供电时的机械特性,一、 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的 机械特性,第5章式（5-3）已给出异步电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式 Te
6、= f (s)。 当定子电压 Us 和电源角频率 1 恒定时，可以改写成如下形式：,（6-4）,特性分析,当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则（6-5） 也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性 Te = f（s）是一段直线，见图6-3。,特性分析（续）,当 s 接近于1时，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，则,（6-6）,即s接近于1时转矩近似与s成反比，这时， Te = f（s）是对称于原点的一段双曲线。,机械特性,当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。,sm,图6-3 恒压恒频时异步电机的机械特性,二、 基频以下电压-频率协调控制时的
7、 机械特性,由式（6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩 Te 和转速 n（或转差率s）的要求，电压 Us 和频率 1 可以有多种配合。 在 Us 和 1 的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压频率协调控制。,1. 恒压频比控制（ Us /1 ）,在第6-1节中已经指出，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。,（6-7）,在式（6-5）所表示的机械特性近似直线段上，可以导出,（6-9）,带负载时的转速降落为,（6-8）,由此可见，当 Us /1 为恒值时，对于同一转矩
8、Te ，s1 是基本不变的，因而 n 也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件下改变频率 1 时，机械特性基本上是平行下移，如图6-4所示。它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。,所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看第5章式（5-5），对式（5-5）稍加整理后可得,（6-10）,可见最大转矩 Temax 是随着的 1 降低而减小的。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图6-4。,机械特性曲线,图6-4 恒压频比控制时变频调速的机械特性,补偿定子压降后的特
9、性,2. 恒 Eg /1 控制,下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义如下： Eg 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中 的感应电动势； Es 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电 动势； Er 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势 （折合到定子边）。,异步电动机等效电路,特性分析,如果在电压频率协调控制中，恰当地提高电压 Us 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg /1 为恒值（基频以下），则由式（6-1）可知，无论频率高低，每极磁通 m 均为常值。,特性分析（续）,由等效电路可以看出,（6-11）,代入电磁转矩关系式，得,（6-12）,特性分析（续）,利用与前相
10、似的分析方法，当s很小时，可忽略式（6-12）分母中含 s 项，则,（6-13）,这表明机械特性的这一段近似为一条直线。,特性分析（续）,当 s 接近于1时，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 项，则,（6-14）,s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。,性能比较,但是，对比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 Us /1 特性中的同类项，也就是说， s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的线性段范围更宽。,性能比较（续）,将式（6-12）对
11、s 求导，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大转矩时的转差率,（6-15）,和最大转矩,（6-16）,性能比较（续）,值得注意的是，在式（6-16）中，当Eg /1 为恒值时，Temax 恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒 Us /1 控制的性能。 这正是恒 Eg /1 控制中补偿定子压降所追求的目标。,机械特性曲线,Temax,恒 Eg /1 控制时变频调速的机械特性,3. 恒 Er /1 控制,如果把电压频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出,（6-17）,代入电磁转矩基本关系
12、式，得,（6-18）,现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图6-6。,几种电压频率协调控制方式的特性比较,图6-6 不同电压频率协调控制方式时的机械特性,恒 Er /1 控制,恒 Eg /1 控制,恒 Us /1 控制,a,b,c,显然，恒 Er /1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。 现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的 Er /1 呢？,按照式（6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（6-1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值
13、 m ，那么，转子全磁通的感应电动势 Er 就应该对应于转子全磁通幅值 rm ：,（6-19）,由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值 rm = Constant 进 行控制，就可以获得恒 Er /1 了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，下面在第6-7节中将详细讨论。,4几种协调控制方式的比较,综上所述，在正弦波供电时，按不同规律实现电压频率协调控制可得不同类型的机械特性。,（1）恒压频比（ Us /1 = Constant ）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。,（2）恒Eg /1 控制是通常对
14、恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到rm = Constant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。,（3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通 rm 恒定进行控制，即得 Er /1 = Constant 而且，在动态中也尽可能保持 rm 恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。,三、 基频以上恒压变频时的机械特性,性能分析 在基频以上变频调速时，由于定子电压 Us= UsN 不变，式（6-4）的机械特性方程式可写成,（6-20）,性能分析（续）,而式（6-10）的最大转矩表达式可改写成（6-21
15、） 同步转速的表达式仍和式（6-7）一样。,机械特性曲线,恒功率调速,由此可见，当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，如图所示。,图6-7 基频以上恒压变频调速的机械特性,由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。 最后，应该指出，以上所分析的机械特性都是在正弦波电压供电下的情况。如果电压源含有谐波，将使机械特性受到扭曲，并增加电机中的损耗。因此在设计变频装置时，应尽量减少输出电压中的谐波。,四、 恒流正弦波供电时的机械特性,在变频调速时，保持异步电机定子电流
16、的幅值恒定，叫作恒流控制，电流幅值恒定是通过带PI调节器的电流闭环控制实现的，这种系统不仅安全可靠而且具有良好的动静态性能。 恒流供电时的机械特性与上面分析的恒压机械特性不同，现进行分析。,转子电流计算,设电流波形为正弦波，即忽略电流谐波，由异步电动机等效电路图所示的等效电路在恒流供电情况下可得,转子电流计算（续）,电流幅值为（6-22）,电磁转矩公式,将式（6-22）代入电磁转矩表达式得（6-23）,最大转矩及其转差率,取dTe /dt = 0，可求出恒流机械特性的最大转矩值（6-24） 产生最大转矩时的转差率为（6-25）,机械特性曲线,按上式绘出不同电流、不同频率下的恒流机械特性示于图6
17、-8。,性能比较,第5章式（5-4）和（5-5）给出了恒压机械特性的最大转差率和最大转矩，现再录如下：（5-4）（5-5）,性能比较（续）,比较恒流机械特性与恒压机械特性，由上述表达式和特性曲线可得以下的结论： （1）恒流机械特性与恒压机械特性的形状相似，都有理想空载转速点（s=0，Te= 0）和最大转矩点（ sm ，Temax ）。,性能比较（续）,（3）恒流机械特性的最大转矩值与频率无关，恒流变频时最大转矩不变，但改变定子电流时，最大转矩与电流的平方成正比。,性能比较（续）,五、变压变频器简介（一）交直交和交交变频器1、交直交变频器：二极管组成整流电路，全控型功率器件组成脉宽调制逆变器。特
18、点结构简单调速范围和稳态性能好提高动态性能电源侧功率因数高2、交交变频,（二）电压源和电流源型逆变器1、区别：中间环节2、性能区别： 无功能量缓冲能量回馈 动态响应应用场合,六、异步电机的几种稳态等效电路,（1）异步电机等效电路的通用形式假设1、忽略空间和时间的谐波2、忽略磁饱和3、忽略铁损电机学中把转子侧的量折算到定子侧，折算的原则：保持电机气隙磁通不变，但是这种方法不是唯一的，例如按定子总磁链恒定的原则进行折算，按转子总磁链恒定的原则进行折算。其中按转子总磁链恒定的原则进行折算，有重要意义。,异步电机的几种稳态等效电路（续）,因为只有在按转子总磁链恒定的情况下异步电动机电磁转矩才与转差成正
19、比。这是转差控制和转差矢量控制的理论基础。 为折算系数转子折算到定子侧的电压和电流为正弦波稳定供电时异步机已电感表示的通用稳态等效电路如下，,吉林大学远程教育,下图为通用稳态电路 时异步电机稳态等值电路 励磁回路代表电机的气隙磁链其电路是电机学中的等值电路,U1,I1,R1,R2/S,I2,Im,Em,异步电机的几种稳态等效电路（续）,时的突出转子磁链的”T-1”型等值电路励磁回路代表转子总磁链，用于分析转子磁链守恒的情况，电路和向量图如下,U1,I1,R1,I2/,Im,R2/S,R2/S,“T-1型”等值电路,“T-1”型等值电路的相量图如下,0,异步电机几种稳态等效电路（续）,转矩电流定
20、义为 ，定子电流可以分解为励磁电流分量 和转矩电流 分量，相量图以 为中心，不出现气隙磁通 进而又转矩表达式T-1型电路适用于矢量控制分别对 ，进行控制使转矩在静态和动态都得到控制。,小 结,电压Us与频率1是变频器异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。,6.3 变压变频调速系统中的脉宽调制 (PWM)技术,本节提要问题的提出正弦波脉宽调制(SPWM)技术消除指定次数谐波的PWM(SHE
21、PWM)控制技术电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术（或称磁链跟踪控制技术）,一、 问题的提出及PWM技术,早期的交-直-交变压变频器所输出的交流波形都是六拍阶梯波（对于电压型逆变器）或矩形波（对于电流型逆变器），这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，其关断的不可控性和较低的开关频率导致逆变器的输出波形不可能近似按正弦波变化，从而会有较大的低次谐波，使电机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能，在低速运行时更为明显。,六拍逆变器主电路结构,六拍逆变器的谐波,为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作
22、者在20世纪80年代开发了应用PWM技术的逆变器。 由于它的优良技术性能，当今国内外各厂商生产的变压变频器都已采用这种技术，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才属例外。,吉林大学远程教育,PWM技术就是利用半导体器件的开通和关断把直流电压变成一定形状的电压脉冲序列，以实现变频、变压并有效控制和消除谐波的一门技术。我们把PWM技术分为三类1、正弦PWM技术（电压、电流、磁通为正弦目的各种PWM方案）2、优化PWM技术3、随机PWM技术,吉林大学远程教育,优化PWM技术一般用于实现特定的优化目标例如提高电压利用率、转矩脉动最小、效率最优等，但存在算法复杂、难于实时控制等问题。普通的PWM逆变器的电
23、压和电流中含有谐波使电机绕组产出噪声可以采用随机PWM方法改变谐波的频谱分布，使逆变器的输出电压、电流的谐波均匀分布在较宽的频带范围内。,吉林大学远程教育,PWM控制性能指标：PWM控制引起的问题主要是电流畸变开关损耗、转矩脉动。这些影响用性能指标来描述。为不同的PWM设计和选择提供依据1、电流谐波电流谐波的有效值为,为电流的基本分量,吉林大学远程教育,电流谐波畸变率THD,2、谐波频谱各频率分量在非正弦电流中占份额用谐波电流谱表达，,3、最大调制度m：调制信号的峰值U1m和三角,吉林大学远程教育,载波信号峰值 之比，理想情况下m在0和1之间，实际上小于1，N较大时m=0.80.9，它体现了直
24、流母线电压的利用率。4、谐波转矩,脉动转矩的标幺值用下式表示 式中 为最大气隙,转矩， 为电机额定转矩。（谐波转矩由谐波电流产生，但是它们没有精确关系）5、开关频率和开关损耗，开关频率增加可以使逆变器的交流侧的电流畸变减少提高系统的性能，但是开关频率不能随便增加开关损耗和开关频率成正比同时大功率器件开关频率比较低，同时对于频率大于9,KHz的功率变换器的电磁兼容性有严格的规定。,二、 正弦波脉宽调制(SPWM)技术,1. PWM调制原理 以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulat
25、ion wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。,按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse width modulation，简称SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。,2. SPWM控制方式,如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。如果在正弦调制波半个周
26、期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。,单相桥式PWM逆变电路,（1）单极性PWM控制方式,（2）双极性PWM控制方式,（3）逆变器输出电压与脉宽的关系单极性为例，逆变电压对电机而言有用的是基波电压图6-18为例半个周期内有N个脉冲，各脉冲宽度不同但中心间距一样，等于三角载波的周期第i个脉冲的宽度为 中心点相位角为 ，从原点有半个三角波。,输出电压的波形正、负半波，左、右对称，是奇函数，展成级数为,u(t)代表N个矩形脉冲的函数，先求出每个脉冲的初始和终止相位角，设逆变器输出正弦波电压幅值为 ，由面积一致的关系有：,下列方程第i个脉冲起始相位
27、角和终止角为带入 中,所以K=1带入 得到输出电压基波的幅值N 比较大所以有,可见输出电压基波幅值与各项脉宽成正比，说明调节参考信号的幅值从而改变各个脉冲的宽度，实现了逆变器对电压基波的平滑调节.,把 带入上式有下式成立,除N=1外三角级数关系成立,则有 说明输出电压的基波正是调制所要求的正弦波。同时说明这种逆变器有效抑制k=2N-1次以下谐波但存在高次谐波。,3. PWM控制电路,模拟电子电路 采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的SPWM控制；数字控制电路硬件电路；软件实现。,模拟电子电路,数字控制电路,SPWM生成方法自然采样法只是把同样的方法数字化， 自然采样法的运算比较复
28、杂；规则采样法在工程上更实用的简化方法，由于简化方法的不同，衍生出多种规则采样法。,当载波比为N时逆变器输出一个周期内调制波与载波有2N个交点，三角载波一个周期间与正弦波相交两次，相应的功率器件导通和关断一次，要准确生成SPWM波形的计算器件的开关时间，器件导通的时间就是脉冲宽度，关段时间就是间隙时间，时间的计算可有软件,实现，时间的控制有定时器完成，按正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度和间隙时间的采样生成SPWM波形称为自然采用法。,（2）规则采样法,规则采样法原理,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合规则采样法使两者重合，每个脉冲
29、的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化,在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过 D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻 tA和B点时刻 tB控制开关器件的通断脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近,规则采样法原理,正弦调制信号波 式中，M 称为调制度，0 a 1；r为信号波角频率。从图中可得,因此可得 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度,根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波形，具体实现方法有：查表法可以先离线计算出相应的脉宽d 等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。,实时计
30、算法事先在内存中存放正弦函数和Tc /2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tc /2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。,由于PWM变压变频器的应用非常广泛，已制成多种专用集成电路芯片作为SPWM信号的发生器，后来更进一步把它做在微机芯片里面，生产出多种带PWM信号输出口的电机控制用的8位、16位微机芯片和DSP。,规则采样法容易实现控制线性度好但是电压利用率低（输出电压的有效值只有进线电压的0.864倍）现在常用的是三次谐波注入法是在正弦调制波上叠加3的整数倍的谐波作为调制波。之所以添加3的整数倍的谐波，利用一个事实变频器输出的三相线
31、电压相位差是,120度，即使输出线电压中3的整数倍数次的谐波相互抵消了。以3次谐波为例调制比和输出电压仍为线性，m=1.2时电压利用率提高了20%，m大于1.2时控制规律不是线性。,4. PWM调制方法,载波比载波频率 fc与调制信号频率 fr 之比N，既 N = fc / fr 根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。,（1）异步调制,异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的；在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的
32、脉冲也不对称；,当 fr 较低时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；当 fr 增高时，N 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大。,（2）同步调制,同步调制N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，fr 变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相输出对称；,为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数；fr 很低时，fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除；fr 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。,同步调制三相PWM波形,（3）分段同步调制,把 fr 范围
33、划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；在 fr 高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在 fr 低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；,分段同步调制方式,（4）混合调制,可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,5. PWM逆变器主电路及输出波形,图6-20 三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形,图6-20为三相PWM波形，其中urU 、urV 、urW为U，V，W三相的正弦调制波， uc为双极性三角载波；uUN 、uVN 、uWN 为U，V，W三相输出与电源中性点N之间的相电压矩形波形； u
34、UV为输出线电压矩形波形，其脉冲幅值为+Ud和- Ud ；uUN为三相输出与电机中点N之间的相电压。,三、 电流正弦PWM控制技术,应用PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，为此前面两小节所述的PWM控制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。,但是，在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。,常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪 PWM（Current Hysteres
35、is Band PWM CHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪 PWM 控制的 PWM 变压变频器的A相控制原理图示于图6-22。,1. 滞环比较方式电流跟踪控制原理,图6-22电流滞环跟踪控制的A相原理图,图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。 将给定电流 i*a 与输出电流 ia 进行比较，电流偏差 ia 超过时 h，经滞环控制器HBC控制逆变器 A相上（或下）桥臂的功率器件动作。B、C 二相的原理图均与此相同。,采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM电压波形示于图6-23。如果， ia i*a ， 且i*a - ia h，滞环控制器 HBC输出正电平，驱动上桥臂功率开
36、关器件V1导通，变压变频器输出正电压，使ia增大。当增长到与i*a相等时，虽然，但HBC仍保持正电平输出，保持导通，使ia继续增大直到达到ia = i*a + h ， ia = h ，使滞环翻转，HBC输出负电平，关断V1 ，并经延时后驱动V4,但此时VT4未必能够导通，由于电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管VD4续流，使VT4受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，直到时，到达滞环偏差的下限值，使 HBC 再翻转，又重复使VT1导通。这样VT1与VD4交替工作，使输出电流和给定值之间的偏差保持在 范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。从图 6-23 中可以看到，输出电流 是十分接近
37、正弦波的。,滞环比较方式的指令电流和输出电流,图6-23电流滞环跟踪控制时的电流波形,图6-23给出了在给定正弦波电流半个周期内的输出电流波形和相应的相电压波形。可以看出，在半个周期内输出电流围绕正弦波作脉动变化，不论在ia的上升段还是下降段，它都是指数曲线中的一小部分，其变化率与电路参数和电机的反电动势有关。 Ia上升阶段输出相电压为0.5 Ud Ia下降阶段输出相电压为-0.5 Ud,三相电流跟踪型PWM逆变电路,图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路,因此，输出相电压波形呈PWM状，但与两侧窄中间宽的SPWM波相反，两侧增宽而中间变窄，这说明为了使电流波形跟踪正弦波，应该调整一下电压波
38、形。,电流跟踪控制的精度与滞环的环宽有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多，谐波分量高；如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大了。这是一对矛盾的因素，实用中，应在充分利用器件开关频率的前提下，正确地选择尽可能小的环宽。,环宽和开关频率的关系：由图6-23得电流上升和下降段的关系为,为电动机的感应电动势，电流给定为,图6-23中电流波形近似为三角形,为电流上升时间 为电流下降时间,利用上式解得,变频器的一个开关频率f为,电力器件的开关频率和环宽成正比，f不是常数，随 和 变化，取决于电动机的转速， 发生在堵转时。,带入电流表
39、达式得出堵转时开关频率最大最小值,开关频率和转速的升高而降低。,小 结,电流滞环跟踪控制方法的精度高，响应快，且易于实现。但受功率开关器件允许开关频率的限制，仅在电机堵转且在给定电流峰值处才发挥出最高开关频率，在其他情况下，器件的允许开关频率都未得到充分利用。为了克服这个缺点，可以采用具有恒定开关频率的电流控制器，或者在局部范围内限制开关频率，但这样对电流波形都会产生影响。,四、 磁通正弦PWM技术（电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术，称磁链跟踪控制技术）,本节提要问题的提出空间矢量的定义电压与磁链空间矢量的关系六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制
40、,问题的提出,经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。,如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。,1. 空间矢量
41、的定义,交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量uA0， uB0 ， uC0 。,图6-25 电压空间矢量,电压空间矢量的相互关系,定子电压空间矢量：uA0 、 uB0 、 uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，空间相差120而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的3/2倍。,电压空间矢量的相互关系（续）,当电源频率不变时，合成空间矢量 us 以电源
42、角频率1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量 us 就落在该相的轴线上。用公式表示，则有,（6-39）,与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量 Is 和s 。,2. 电压与磁链空间矢量的关系,三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为,（6-40）,式中,us 定子三相电压合成空间矢量； Is 定子三相电流合成空间矢量；s 定子三相磁链合成空间矢量。,近似关系,当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,（6-41）,（6-42）,或,磁链轨迹
43、,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。,（6-43）,其中 m是磁链s的幅值，1为其旋转角速度。,由式（6-41）和式（6-43）可得,（6-44）,上式表明，当磁链幅值一定时， 的大小与 （或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量 正交，即磁链圆的切线方向，,磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系,如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。 这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹
44、问题。,图6-26 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,3. 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场,（1）电压空间矢量运动轨迹 在常规的 PWM 变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？ 为了讨论方便起见，再把三相逆变器-异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，图6-27中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。,主电路原理图,图6-27 三相逆变器-异步电动机调速系统主电路原理图,开关工作状态,如果，图中的逆变器采用180导通型，功率开关器件共有8种工作状态（见附表） ，其中6 种有效开关状态；2 种无效状态（因为逆变器这
45、时并没有输出电压）： 上桥臂开关 VT1、VT3、VT5 全部导通下桥臂开关 VT2、VT4、VT6 全部导通,开关状态表,开关控制模式,对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔 /3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这 /3 时刻内相应空间电压矢量保持不变。,（a）开关模式分析,设工作周期从100状态开始，这时VT6、VT1、VT2导通，其等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为 UAO = Ud / 2 UBO = UCO = - Ud /2,（b）工作状态100的合成电压空间矢量,由图可知，三相的合成空间矢量为 u1，其幅值
46、等于Ud，方向沿A轴（即X轴）。,（c）工作状态110的合成电压空间矢量,u1 存在的时间为/3，在这段时间以后，工作状态转为110，和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的 u2 ，它在空间上滞后于u1 的相位为 /3 弧度，存在的时间也是 /3 。,（d）每个周期的六边形合成电压空间矢量,依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转 /3 ，直到一个周期结束。 这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。,图6-28d,（2）定子磁链矢量端点的运动轨迹,电压空间矢量与磁链矢量的关系 一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下：,图6-29 六拍逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系,设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为1，在第一个 /3 期间，电动机上施加的电压空间矢量为图6-28d中的 u1 ，把它们再画在图6-29中。按照式（6-41）可以写成,也就是说，在 /3 所对应的时间 t 内，施加 u1的结果是使定子磁链 1 产生一个增量，其幅值 |u1| 与成正比，方向与u1一致，最后得到图6-29所示的新的磁链，而,
